一种具有宽频带低损耗的智能反射面单元及智能反射面

技术领域

本发明涉及天线设计领域，特别涉及一种具有宽频带低损耗的智能反射面单元及智能反射面。

背景技术

随着无线通信技术的发展，无线通信网络的工作频段逐渐向高频段发展，而高频段的电磁波遇障碍物衍射性能较差，导致无线信号极易被障碍物遮挡，减小了信号的覆盖范围。智能反射面技术为上述问题提供了一种可行的解决方案。

智能反射面是由大量精心设计的人工电磁单元组成，具有剖面低、成本低、功耗低、加工方便等优点。智能反射面在天线结构上分属于微带结构，传统的微带结构的反射面天线由于其本身具备谐振特性，工作带宽较窄，相对带宽一般在5％以内；并且由于智能反射面的辐射场主要集中在顶层贴片和地板之间的有耗介质区域，导致传统智能反射面天线的反射损耗较大。窄带宽、高损耗严重限制了智能反射面在无线通信系统中的发展潜力。

智能反射面的工作原理类似于大规模相控阵天线，本质是利用波束赋型的原理。当远场的无线信号以平面波形式入射至智能反射面上，智能反射面上各单元接收到等幅同相的电磁能量。根据反射波束目标偏转角度和波束赋型理论计算出智能反射面上每个单元的理论相移值，通过调控各单元上的电控器件的工作状态进而调节各单元的谐振特性，实现单元反射相位移动。根据单元的理论所需相移值对单元中的电控器件的工作状态赋值，阵列所有单元反射能量赋型成反射波束，按目标方向反射。由上述过程可知，智能反射面单元的优劣对智能反射面的系统性能起着决定性作用。单元的关键性能指标主要为单元反射相移范围、反射相位曲线斜率、单元的反射损耗等指标。

发明内容

为了克服现有技术中传统智能反射面设计存在带宽较窄及损耗较大等不足，本发明的目的在于提供一种具有宽频带低损耗的智能反射面单元及智能反射面。

本发明的目的通过以下技术方案实现：

一种具有宽频带低损耗的智能反射面单元，包括间隔空气层设置的第一介质基板及第二介质基板，所述第一介质基板一面设置辐射贴片，所述第二介质基板的一面设置金属地板，第二介质基板的另一面设置直流控制线路，所述辐射贴片包括多个共面的金属贴片，每个金属贴片在竖直方向开槽并采用变容管连接，通过控制多个变容管两端的直流电压，使得智能反射面单元相移连续变化。

进一步，通过调节各金属贴片的电长度使得各个金属贴片的谐振频率相同，叠加智能反射面单元的相移范围。

进一步，相邻金属贴片采用微带线连接，微带线经金属过孔穿过金属地板与直流控制线路连接。

进一步，所述多个共面的金属贴片排布包括沿轴对称、中心对称及不对称分布。

进一步，所述金属贴片的形状包括哑铃型、开口方环、开口圆环形或条形。

进一步，多个变容管由同一控制线路进行控制，以减小智能反射面单元的控制复杂度。

进一步，所述轴对称结构具体是：辐射贴片包括哑铃型贴片及开口谐振环贴片，所述哑铃型贴片设置在开口谐振环贴片内，所述哑铃型贴片及开口谐振环贴片均竖直方向开槽，采用变容管连接，变容管的两端分别设置微带线连接贴片。

进一步，加载变容管的多个金属贴片等效为多个电容可调的并联RLC电路串联耦合在一起，在调节变容管等效电容状态时，等效RLC电路的谐振频率会发生变化，进而使智能反射面单元的反射相位发生变化，通过调整谐振频率强弱，使得多谐振回路的相位曲线平滑连接，增大单元的反射相移范围。

一种智能反射面，包括呈周期性排列的M×N个所述的智能反射面单元。

进一步，相邻智能反射面单元间距为W，W为0.25λ～0.5λ，其中λ为中心频率的波长。

与现有技术相比，本发明具有以下优点和有益效果：

(1)本发明智能反射面各单元能实现360°全相精准相位赋值，相较数字智能反射面，所设计的智能反射面相位量化损失为0°；

(2)本发明提出的宽带智能反射面与传统的智能反射面相比，单元相移范围大于360°的频率范围为4.6GHz-5.2GHz，中心频率单元相移范围达461°，工作带宽较大。且在工作带宽内，单元的反射损失较小，中心频率单元的平均单元损耗约为2.1dB；

(3)本发明单元反射相位曲线斜率较小，单元相移控制较均匀，且单元在不同频点的相移曲线平行度高，有利于增加阵列的增益带宽；

(4)本发明单元的边长为0.4λ，阵列波束扫描范围为±60°，扫描无栅瓣产生。3dB带宽达17.8％，副瓣抑制较好，辐射方向图在3dB频带内稳定性好。

附图说明

图1为本发明宽带智能反射面的结构示意图。

图2为宽带智能反射面单元结构俯视图。

图3为宽带智能反射面单元结构侧视图。

图4为宽带智能反射面单元反射相位响应曲线。

图5为当频率为4.8GHz、5GHz、5.2GHz时，宽带智能反射面单元反射相位与变容二极管施加的反射电压大小的关系曲线。

图6为当频率为5GHz时，宽带智能反射面单元反射损失与变容管等效电容大小的关系曲线。

图7为当单元中变容管的等效容值为0.44pF时，介质板和金属地板间空气层厚度分别设置为0mm、1.2mm和2.4mm时，宽带智能反射面单元反射幅度与频率的关系曲线。

图8为当单元中变容管的等效容值为0.44pF时，介质板和金属地板间空气层厚度分别设置为0mm、1.2mm和2.4mm时，宽带智能反射面单元反射相位与频率的关系曲线。

图9为由256个单元构成的智能反射面结构示意图。

图10为宽带智能反射面的方向性频率曲线。

图11为宽带智能反射面在频率5GHz的方向图。

图12为宽带智能反射面在频率4.6GHz的方向图。

图13为宽带智能反射面在频率5.5GHz的方向图。

图14为宽带智能反射面在频率5GHz的波束扫描方向图。

图15(a)及图15(b)分别是本发明实施例3双谐振条形对称贴片结构的示意图。

图16(a)及图16(b)分别是本发明实施例4双谐振条形非对称贴片结构的示意图。

图17是本发明实施例5对称式双谐振贴片结构的示意图；

图18是本发明实施例6非对称式三谐振贴片结构的示意图；

图19(a)及图19(b)分别是本发明实施例7对称式三谐振贴片结构的示意图。

具体实施方式

下面结合实施例，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例1

本实施例1中提及的一面及另一面为同一介质基板的相对面，具体可以为上表面及下表面。

如图2及图3所示，一种具有宽频带低损耗的智能反射面单元，解决现有技术中反射损失较大、口径效率低、工作带宽较窄和反射相位不满足360度全范围调制等技术问题。包括间隔空气层3设置的第一介质基板2及第二介质基板5，所述第一介质基板2上表面设置辐射贴片1，所述第二介质基板5的上表面设置金属地板4，第二介质基板的下表面设置直流控制线路11，所述辐射贴片包括多个共面的金属贴片，每个金属贴片在竖直方向开槽并采用变容管连接，通过控制多个变容管两端的直流电压，使得智能反射面单元相移连续变化，相邻金属贴片采用微带线连接，微带线经金属过孔穿过金属地板与直流控制线路连接。

进一步，所述金属贴片在竖直方向开槽，是将金属贴片在竖直方向完全分割。

优选为：第一介质基板2为F4B板材，第二介质基板5为FR4板材，均为方形结构，单元的边长为24mm，是中心频率时自由空间波长的0.4倍。

优选为：第一介质基板2的厚度为1.524mm，空气层3的厚度为1.2mm，第二介质基板5的厚度为1.524mm。变容管的等效电容变化范围为0.24pF-0.64pF。

进一步，辐射贴片中的多个共面金属贴片，通过调节各金属贴片的电长度使得各个金属贴片的谐振频率相同或相近，由于多贴片之间存在耦合，使各贴片产生的反射相移曲线连接，单元总相移超过360°。

多个共面金属贴片可以是沿轴对称、中心对称或不对称分布，金属贴片的形状相同也可以不同，其形状包括哑铃型、开口方环、圆环形或条形。

为了减小控制的复杂性，多个金属贴片上的变容管由同一条直流控制线路控制。

本实施例中，辐射贴片包括两个共面的金属贴片，具体采用双谐振轴对称辐射贴片结构，辐射贴片包括哑铃型贴片6及开口谐振环贴片7，所述哑铃型贴片设置在开口谐振环贴片内，为了实现两个贴片谐振频率相同或相近，开口谐振环贴片上下端开口。

为了使得智能反射面单元相移连续变化，开口谐振环贴片的左右两侧中间位置开槽，设置变容管连接两部分；所述哑铃型金属贴片中间位置开槽，设置一个变容管连接上下两部分，三个变容管8由同一条直流控制线路控制。

哑铃型贴片6和开口谐振环贴片7通过两根宽度为0.2mm的微带线9连接，两根微带线9分别经金属过孔10连接至金属地板4和直流控制线路11。金属地板4刻蚀在第二介质基板5的上表面，直流控制线路11刻蚀在第二介质基板5的下表面。

进一步，直流控制线路11设置在金属地板的下方，目的是为了屏蔽直流控制线路对射频信号产生的干扰，改善单元的反射性能。

本实施例中优选，微带线选用宽度为0.2mm,大大减小微带线的辐射对金属贴片正常辐射的干扰。

微带线在微波波段的辐射强弱与微带线的宽度有关，而其直流性能只需连接即可，受微带线宽度影响较小。因此，微带线的宽度可设置为加工精度范围内最窄线宽，以同时保证直流连接和较小的辐射干扰。

另外，也可以在微带线与金属贴片之间连接电感，抑制微带线的干扰辐射。电感是一种常用的电子器件，其阻抗特性表现为在直流或低频段信号中阻抗很小，在高频段信号中阻抗很大。电感能较好地抑制微带线上的高频辐射，而对微带线的直流连接特性无影响。

进一步，两层介质基板之间设置空气层，减小在有耗介质区域内的电场强度，进而减小单元辐射损耗。具体为：

本发明在第一介质基板和金属地板介之间加入空气层，使得上表面辐射贴片和金属地板之间的混合介质板等效介电常数减小，电磁波在混合介质中的波长变长，而智能反射面单元物理尺寸不变，使得其等效电长度减小，单元间的互耦增强。阵列单元之间的电场强度增强，改变了单元的辐射场分布，使得在有耗介质区域电场强度减弱，从而减小单元的反射损耗。降低了单元反射斜率最大值，使得单元的反射相位曲线平滑，单元的反射回损减小，单元的工作带宽拓宽。

此外，增加空气层使得顶层辐射贴片金和地板之间的电场强度减弱，多谐振结构间的耦合强度减弱，使得在调节一谐振结构的物理参数时，减小了对另一谐振结构的反射特性的干扰，有利于多谐振单元辐射贴片尺寸优化设计。

具体原理如下：

当空气层加入后，智能反射面单元的等效电路改变(变容管的等效电路不变)，使得单元的相移曲线线性度变高。

智能反射面单元的等效电路可以等效为一段传输线，单元的顶层贴片可等效为串联RLC(R

加入空气层后，介质阻抗Z

单元的输入阻抗Z

Z

单元的反射系数为Γ，反射系数的Γ相角即为单元的反射角度：

利用电路仿真软件ADS，对加入空气层单元提取出的电路模型仿真，并与电磁仿真软件HFSS仿真对比，提取的电路模型与与电磁仿真软件HFSS的计算结果十分接近，说明模型的真确性。当空气层厚度h2增大后，单元的反射相位曲线线性度增加。

本发明加载变容管后的工作原理：

加载变容管的单谐振智能反射表面单元可以等效为一个电容可调的并联RLC电路，在调节变容管等效电容状态时，等效RLC电路的谐振频率会发生变化，进而使单元的反射相位发生变化。单谐振单元的反射相位曲线随电容变化呈“S”型曲线，其相移范围不足360°，且相位曲线的斜率在谐振频率附近较大，工作带宽较窄。多谐振结构的单元设计，是将多个谐振频率相近的谐振结构耦合在一个单元上。加载变容管的多谐振单元可等效为多个电容可调的并联RLC电路串联耦合在一起，通过优化单元上多谐振结构的物理参数调整其谐振的频率和强弱，使得多谐振回路的相位曲线平滑连接在一起，从而增大了单元的反射相移范围。

辐射场主要集中在辐射贴片与金属地板之间的有耗介质板区域，入射电磁波在有耗介质区域的损耗较大，使得单元的谐振强度较大。此时反射单元的等效电路的Q值较大，单元的反射特性为：单元的反射相位曲线陡峭，单元的反射回损较大，单元的工作带宽较窄。

如图4所示，所设计的宽带智能反射面单元具有宽带特性，工作频带为4.6GHz-5.2GHz，相对带宽为12.24％，在工作频带内，单元的反射相移范围大于360度，单元反射相位曲线斜率较小。

如图5所示，在4.8GHz、5GHz、5.2GHz时，所设计的宽带智能反射面单元的反射相位随电容管施加的反向电压的关系曲线的线性度较高，且单元的相移范围均大于360°，中心频率下单元的反射相移范围达481°。

如图6所示，当频率为5GHz时，当电容管的等效电容变化时，单元的反射幅度损失均小于3dB，平均反射损失为2.1dB。相较于传统的智能反射面单元设计，本文设计的智能反射面单元反射损失小。

如图7所示，单元中变容管的等效容值为0.44pF时，当单元中的空气层厚度为0mm时，单元在谐振频率附近的反射损失较大，两谐振频率间的间距较大。当引入1.2mm的空气层时，单元在谐振频率附近的反射损失显著减小，且两谐振频率间的间距缩小。而当空气层厚度为2.4mm时，单元的反射损耗进一步减小，但两谐振合并为一个谐振。

如图8所示，单元中变容管的等效容值为0.44pF时，当单元中的空气层厚度为0mm时，单元的反射相位曲线在两个谐振频率附近较陡峭，且两个谐振产生的“S”曲线连接处平滑度低，整体相位曲线斜率变化较大。当引入1.2mm的空气层时，单元的反射相位曲线的斜率在谐振频率附近较小，且相位曲线平滑度较高，整体相位曲线斜率较恒定。而当空气层厚度为2.4mm时，单元的相移范围减小，相位曲线平滑度较低。

实施例2

如图1所示，一种智能反射面，由呈周期性排列的M×N个如实施例1所述的智能反射面单元构成，其中M、N均＞1，为正整数。相邻智能反射面单元间距为W，W为0.4λ～0.5λ，其中λ为波长，图1为3ⅹ3个智能反射面单元构成。

本实施例2中智能反射面由16ⅹ16个智能反射面单元构成，具体如图9所示。

为验证设计的智能反射面性能，在电磁仿真软件中建立由M×N个单元构成的智能反射面，采用平面波激励，根据目标反射角度计算出反射面上阵列的相位分布，将单元所需的反射相位做360°取余计算，使各单元的相移范围为[0，360°]，根据单元所需相位和反射相位曲线计算出所需的电容状态值，并对各单元中的变容管赋值，查看阵列的阵列波束扫描性能和阵列宽带特性。

如图9所示，为验证智能反射面的宽带和辐射特性，在仿真软件中建立由256个宽带单元构成的智能反射面阵列模型，即M＝N＝16。

如图10为宽带智能反射面的方向性频率曲线图，宽带智能反射面在中心频点5GHz时最大方向性系数为22.86dBi，1dB方向性系数带宽为4.6GHz-5.5GHz，相对带宽为17.8％，具有良好的宽带特性。

图11-图13为当频率为5GHz、4.6GHz和5.5GHz时，宽带智能反射面的方向图，三个频点分别是1dB带宽的边界和中心频点，方向图形状保持较好，说明智能反射面在方向性系数带宽内仍具有较好的辐射性能。

如图14所示，宽带智能反射面在频率5GHz时，波束扫描范围可达±60°，且在扫描范围内，副瓣抑制较好，没有出现栅瓣，所设计的智能反射面波束扫描能力较强。

实施例3

本实施例与实施例1不同之处在于辐射贴片的结构不同。

本实施例中的辐射贴片采用双谐振条形对称贴片结构，如图15(a)及图15(b)所示，双谐振结构由在单元中心的条形贴片和左右对称的一对条形贴片构成。三个条形贴片中间位置开槽隔断，采用变容管8连接，隔断后的上下部分与相邻条形贴片的上下部分通过微带线9连接。条形贴片的谐振频率与贴片的长度成相关，根据中心贴片和左右对称贴片对的谐振频率，可以把单元划分为“低高低”、“高低高”两种类型。如图15(a)示，“低高低”型单元上金属贴片的谐振频率为f

三个条形金属贴片中心开槽，分别放置一只变容二极管，变容二极管用于调节贴片的谐振频率。为了减小单元的控制线路数量，用两根微带线分别将三个条形贴片上下部分连接。由于单元的表面空间有限，当贴片之间的距离较近时，贴片之间的互耦较大，因此在调整单元贴片位置时，需考虑贴片间距对单元反射相位和幅度的影响。

实施例4

本实施例与实施例1不同之处在于辐射贴片的结构不同。

本实施例中的辐射贴片采用双谐振条形非对称贴片结构，如图16(a)及16(b)所示，包括高低和低高两种类型，主要由左右不对称分布的两条条形贴片构成，两条条形贴片的中间开槽，采用变容管8连接，隔断后的上下两部分通过微带线9连接。两条条形贴片的长度不同，长短条形贴片分别对应着低频谐振频率f

实施例5

本实施例与实施例1不同之处在于辐射贴片的结构不同。

本实施例中辐射贴片为对称式双谐振贴片结构，具体是外圆内条形贴片。

如图17所示，双谐振结构由左右对称分布的圆环和条形贴片构成。完整圆环的长度相较其内部的条形贴片的长度长得多，因此完整圆环的谐振频率与其内部条形结构的频率低得多。圆环的上下端切断，左右两部分开槽采用变容管8连接，条形贴片的上下部分分别与相邻圆环采用微带线连接。两谐振结构的谐振频率相差较多，不构成双谐振单元的相位累加条件。因此圆环的上下部分被截取，使得开口圆环的谐振频率与内部条形贴片的谐振频率相近。开口圆环和条形贴片分别对应着低频和高频谐振结构。由于开口环与环内条形贴片的间距较大，开口环和环内贴片的耦合较小，便于调节谐振结构的谐振频率而对另一结构谐振频率影响较小。

实施例6

本实施例与实施例1不同之处在于辐射贴片的结构不同。

本实施例采用非对称式三谐振贴片结构，低中高模式，如图18所示。

不对称式三谐振条形贴片单元由左、中、右不对称分布的三只长短条形贴片构成。三条贴片的中间开槽采用变容管8连接，相邻部分采用微带线连接。长中短条形贴片分别对应着低频、中频和高频谐振频率，不对称式三谐振贴片单元可分为“低中高”三谐振单元，此处的“低”、“中”“高”分别指代各贴片谐振频率的高低。微带线和变容管的设置与实施例1的设置方法相近。

实施例7

本实施例与实施例1不同之处在于辐射贴片的结构不同。

本实施例采用对称式三谐振贴片结构，如图19(a)及图19(b)所示，

对称式三谐振“低中高”对称式三谐振贴片单元由左右对称分布的两层外环和内部条形贴片构成。条形贴片及两个外环的中间部分均开槽隔断，采用变容管8连接，相邻部分采用微带线9连接。

完整圆环的长度相较其内部的条形贴片的长度长得多，因此完整圆环的谐振频率与其内部条形结构的频率低得多。三谐振结构的谐振频率相差较多，不构成三谐振单元的相位累加条件。因此环型贴片的上下部分被截取，使得开口圆环的谐振频率与内部条形贴片的谐振频率相近。

本发明提出利用多谐振结构耦合的原理提升单元工作带宽的设计方法，耦合多谐振结构的相移曲线使总相移范围大于360°，多谐振设计提高了单元设计的自由度，提高了单元相移曲线的线性度。为降低智能反射面单元的损耗，本发明提出了在传统智能反射面中加入空气层，减小在有耗介质区域内的电场强度，进而减小单元辐射损耗的设计方法。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。