耦合变压器中的集成电流平衡

技术领域

本公开内容的各方面涉及输出功率分配，并且更具体地涉及多干线功率转换。

背景技术

电源单元是一种向电气负载供应电功率的电气器件。实际上，电源单元通常具有一个功率输入连接和一个或多个功率输出连接，该功率输入连接从源接收电流形式的能量，该一个或多个功率输出连接将电流递送到负载。电源的主要功能是将来自源的电流转换为正确的电压、电流和频率以向负载供电。实际上，电源单元可以执行各种各样的功能，诸如但不限于功率转换、交流到直流(AC-DC)或DC-DC转换、调整电压电平以及在电力网中断期间提供备用功率。电源系统通常包括多个电源(或电源单元)，所述多个电源提供功率和功率管理功能，包括在多个电源之间的负载电流共享。

对功率转换的高密度封装的增加的需求已经导致了诸如DC-DC模块和低型板装块(low-profile board-mount bricks)等应用，由此给定的主变压器可以具有耦合到从不同的输入源馈送的多干线转换器的多个初级绕组。然而，由于输入电压和/或分量值(component value)公差的差异引起的在初级电流之间循环的电流不平衡，可能对转换器效率产生负面影响，并且可能甚至导致转换器故障。

图1和图2例示了示例多干线功率转换器和示出初级电流中的电流不平衡的模拟图。在图1中，电源100具有一对功率转换器101、102，该对功率转换器具有连接到不同的电压源103、104的电压输入。功率转换器101、102与变压器105的相应的初级绕组耦合。变压器105的次级绕组传递能量通过整流器106，以用于经由电压输出108到负载107的输出电压递送。图2示出了响应于由电压源103、104提供的输入电压202、203的分流(diversion)而由功率转换器101、102供应的初级电流200、201中的相移。除了输入电压的不平衡之外，在谐振转换器的情况下，分量值——诸如谐振分量值——的差异还导致初级电流的不平衡，从而导致额外的循环电流对转换器效率产生负面影响。

一种防止当变压器初级绕组连接到两个不同的输入源并且一起耦合在相同的芯上时的电流不平衡的方法是在主变压器105中引入足够的泄漏电感，以减少或消除循环电流。然而，较高的泄漏电感通常降低变压器的性能并增加其尺寸。在谐振转换应用中，额外的泄漏电感成为谐振回路的一部分，并且因此无法阻止循环电流。

发明内容

根据本公开内容的一个方面，一种电压互感器(voltage transformer)，包括：多管柱(limb)变压器芯，所述多管柱变压器芯具有：中心管柱；第一外部管柱；和第二外部管柱。所述电压互感器还包括：第一初级绕组，所述第一初级绕组围绕所述中心管柱缠绕；第二初级绕组，所述第二初级绕组围绕所述中心管柱缠绕；第一次级绕组，所述第一次级绕组围绕所述中心管柱缠绕；以及第二次级绕组，所述第二次级绕组围绕所述中心管柱缠绕。第一平衡绕组围绕所述第一外部管柱缠绕并且与所述第一初级绕组串联耦合；并且第二平衡绕组围绕所述第二外部管柱缠绕并且与所述第二初级绕组串联耦合。所述第一平衡绕组和所述第二平衡绕组响应于流过其中的第一电流和第二电流经由互感能够耦合在一起。

根据本公开内容的另一方面，一种电源，包括：变压器，所述变压器具有：芯，所述芯包括中心管柱和一对外部管柱；一对初级绕组，所述一对初级绕组围绕所述中心管柱缠绕；一对次级绕组，所述一对次级绕组围绕所述中心管柱缠绕；第一平衡绕组，所述第一平衡绕组围绕所述一对外部管柱中的第一外部管柱缠绕并且经由第一电流路径与所述一对初级绕组中的第一初级绕组串联耦合；以及第二平衡绕组，所述第二平衡绕组围绕所述一对外部管柱中的第二外部管柱缠绕并且经由第二电流路径与所述一对初级绕组中的第二初级绕组串联耦合。所述电源还包括：第一电压转换器和第二电压转换器，每个电压转换器具有被配置为接收有区别的(distinct)输入电压的电压输入，并且具有耦合在所述电压输入和所述变压器之间的多个开关。所述第一电压转换器的所述多个开关中的至少一个开关经由所述第一电流路径与所述第一初级绕组耦合；并且所述第二电压转换器的所述多个开关中的至少一个开关经由第二电流路径与所述第二初级绕组耦合。所述第一平衡绕组响应于流过所述第一电流路径和所述第二电流路径的第一电流和第二电流而经由互感与所述第二平衡绕组电感地耦合。

附图说明

附图例示了目前设想的用于实现本发明的实施方案。

在附图中：

图1是在一实施例中经受电流不平衡的已知多干线功率转换器的示意图。

图2例示了模拟的电压和电流曲线，该电压和电流曲线例示了在一实施例中由于到图1的功率转换器的不同的输入电压引起的电流不平衡的影响。

图3例示了根据一实施方案的多干线功率转换器的示意图。

图4例示了根据一实施方案的主变压器的绕组布置。

图5例示了根据一实施方案的基于图4的绕组布置的图3的多干线功率转换器的简化电流图。

图6例示了根据另一实施方案的主变压器的绕组布置。

图7例示了根据另一实施方案的主变压器的绕组布置。

图8例示了根据一实施方案的基于图7的绕组布置的图3的多干线功率转换器的简化电流图。

图9例示了根据另一实施方案的图3的多干线功率转换器的一部分的示意图。

图10例示了根据另一实施方案的图3的多干线功率转换器的一部分的示意图。

图11例示了根据一实施方案的电源。

图12例示了根据一实施方案的多个电源。

虽然本公开内容易于做出各种改型和替代形式，但是其具体实施方案已经通过实施例的方式被示出在附图中，并且在本文中被详细描述。然而，应理解，本文对具体实施方案的描述并不意在将本公开内容限制于所公开的特定形式，而是相反，目的是涵盖落入本公开内容的精神和范围内的所有改型、等同物和替代方案。应注意，在附图的所有若干视图中，对应的参考数字指示对应的部分。

具体实施方式

现在将参考附图更充分地描述本公开内容的实施例。以下描述本质上仅是示例性的，并不意在限制本公开内容、应用或用途。

示例实施方案被提供使得本公开内容将是透彻的，并且将向本领域技术人员充分地传达范围。阐述了许多具体的细节，诸如具体的部件、器件和方法的实施例，以提供对本公开内容的实施方案的透彻理解。对于本领域技术人员而言将明显的是，不需要采用具体的细节，示例实施方案可以许多不同的形式体现，并且两者都不应被解释为限制本公开内容的范围。在一些示例实施方案中，未详细地描述众所周知的过程、众所周知的器件结构和众所周知的技术。

尽管本文的公开内容是详细并且准确的，以使本领域技术人员能够实践本发明，但是本文公开的物理实施方案仅举例说明本发明，其可以以其他具体结构体现。虽然已经描述了优选的实施方案，但是在不脱离由权利要求限定的本发明的情况下可以改变细节。

图3例示了根据一实施方案的多干线功率转换器300的示意图。一对电压转换器301、302被示出。然而，本公开内容的实施方式不限于两个转换器。每个电压转换器301、302被示出实施为谐振全桥LLC串联转换器，并且具有由一对电压输入端子303、304——该对电压输入端子可与提供相应的输入电压V

在变压器316的次级侧324上，一对次级绕组325、326耦合到相应的全桥整流电路327、328，以将次级绕组325、326上的交流(AC)感应电流转换为直流(DC)电流，以用于将电压输出329上的输出电压输送到负载330。整流电路327、328被示出为包括四个二极管的全波整流器。在其他配置中，二极管可以使用同步整流器开关来代替。

在一个实施方式中，控制器331被耦合以使用脉冲宽度调制(PWM)信号332、333来控制电压转换器301、302的功率开关308-311。所例示的PWM信号332、333表示被发送到所有开关308-311的PWM信号，并且可以包括用于每个功率开关308-311的有区别的PWM控制信号。控制器331(或另一控制器)也可以被配置为通过隔离部件(诸如光耦合器、变压器或其他隔离器件)驱动整流电路327、328中的任何功率开关(如果被使用)。控制器331被配置为以同步的方式控制功率开关308-311，使得电压转换器301中的功率转换与电压转换器302中的功率转换同相(in phase)。例如，PWM信号332、333可以在一个相位中一起控制功率开关308、311的导通状态和关断状态，在另一相位中控制功率开关309、310的导通状态和关断状态。

电压转换器301、302可以堆叠布置或以平行布置被耦合。当期望高功率、高密度电源时，使用具有电压转换器301、302两者的单个主变压器316允许空间节省。由于电压转换器301、302两者都向主变压器316供应电流，所以将初级绕组314、321以紧密耦合的布置围绕芯334缠绕可以减少绕组314、321之间的泄漏电感，因为此泄漏电感导致转换效率低下，诸如当存在较高绕组接近损耗时。电压源305、306向相应的电压转换器301、302提供独立的电压。因此，它们可以向电压转换器301、302提供不同的电压和电流，从而导致不同的初级电流i

为了解决并且减少或消除流过电流路径335的初级电流i

表1

参考图4和图5，在图4中例示了被围绕芯334缠绕的变压器绕组的绕组规约，并且图5例示了根据实施例的图3的多干线功率转换器300的简化电流图。芯334是多管柱芯，该多管柱芯具有至少三个管柱：中心管柱336、第一外部管柱337以及第二外部管柱338。

如在图4和图5中所例示的，初级绕组314和平衡绕组317的绕组关系(如轮廓圆所例示的)与初级电流i

如在图4中所例示的，芯334可以被实施为具有上E部分345和下E部分346的EE形芯。每个部分345、346具有中心管柱部分347以及第一外部管柱部分348和第二外部管柱部分349。然而，本文也考虑具有三个或更多个管柱的其他芯几何形状。上E部分和下E部分的相应的中心管柱之间的气隙350呈现显著高于将平衡线圈通量339、343集中在外部管柱337、338中的芯材料的阻抗。此外，阻抗有助于减少平衡线圈通量339、343变成与初级绕组314、321的通过中心管柱336的通量340、344相加(例如，通量辅助)。磁通量339响应于基于由电压源305供应的电压、在电压转换器301中产生的初级电流i

图4和图5中所例示的通量辅助布置的输出电压可以基于以下等式被计算：

其中V

输出与输入匝数比的降低产生了比如下文所描述的通量反向布置更低的输出电压。

图6例示了绕组314、317、319、321、325、326围绕芯334的可替代绕组规约的一实施例。如所示出的，初级绕组314、321被围绕中心管柱336的上部分和下部分两者卷绕，而第一次级绕组325被围绕中心管柱336的上部分和初级绕组314、321的上部分卷绕。第二次级绕组326被围绕中心管柱336的下部分和初级绕组314、321的下部分卷绕。

图7和图8分别例示了根据另一实施例的图3的多干线功率转换器300的绕组规约和电流图。如所示出的，初级绕组314、321与相应的平衡绕组317、319的绕组关系与图4、图5中所示出的相比已经被改变为在平衡绕组端子上是相反的。因此，初级电流i

虽然由第一初级绕组314和第二初级绕组321生成的磁通量340、344的方向在图4和图7中所例示的实施方案中的每个中是相同的，但是由第一平衡绕组317生成的磁通量339的方向在图4和图7的实施方案之间是相反的，并且导致在本文中所描述的它们的通量辅助或通量反向关系。类似地，并且由第二平衡绕组319生成的磁通量343的方向在图4和图7的实施方案之间是相反的，并且导致在本文中所描述的它们的通量辅助或通量反向关系。然而，在图4或图7的每个相应的实施方案内，由平衡绕组317、319生成的通量339、343的方向在相应的外部管柱337、338中是在相同的方向上，这导致它们的关系在芯334的中心管柱336外部的部分中是通量反向的，而不管图4或图7的实施方案如何。

图7和图8中所例示的通量反向布置的输出电压可以基于以下等式被计算：

其中等式1和等式3之间的差异包括分母部分中的符号变化。因此，有效输出与输入匝数比通过平衡绕组与初级绕组串联耦合而增加。在一实施例中，使用与通量辅助布置中的上文实施例相同的值，输出电压可以被计算为：

输出与输入匝数比的增加产生比上文所描述的通量辅助布置更高的输出电压。

图9例示了根据另一实施方案的LLC多干线功率转换器900的实施例。图9中的功率转换器901、902被例示为图3的功率转换器301、302的半桥LLC转换器实施方式。取代功率转换器301、302的功率开关310、311的是电容器903、904。变压器316的绕组被示出耦合在一起并且如上文所描述的那样操作。

图10例示了根据另一实施方案的多干线功率转换器1000的部分。功率转换器1000的初级侧315部分可以如上文所描述的那样被实施。在所例示的实施方案中，次级侧324被实施为全波整流器1001。

图11例示了用于为本文中所描述的多干线功率转换器的电压输入提供不同的和有区别的电压的电压供应源1100。例如，电压供应源1100可以提供图3、图5、图8和图9中所例示的输入电压V

根据实施方案，添加与主变压器初级绕组串联的反向耦合(例如，通量取消)的平衡绕组在单个变压器封装中的干线之间强制电流共享。以通量辅助或通量反向布置设计初级绕组和平衡绕组提供了定制输出电压和磁化通量参数的自由度。

虽然仅结合有限数目的实施方案详细描述了本发明，但是应容易理解，本发明不限于这样的所公开的实施方案。相反，本发明可以被修改以纳入在这之前未被描述但与本公开内容的精神和范围相称的任何数目的变化、更改、替换或等效布置。此外，虽然已经描述了本公开内容的多个实施方案，但是应理解，本公开内容的各方面可以仅包括所描述的实施方案中的一些。因此，本发明不应被视为受前述描述限制，而是仅受所附权利要求的范围限制。