一种DC-DC变换器的数模混合控制电路和控制方法

技术领域

本发明属于集成电路领域与开关电源领域，涉及一种DC-DC变换器的数模混合控制电路和控制方法。

背景技术

近年来，电子技术发展越来越快，对开关电源性能的要求越来越高。开关电源主要由开关变换器和控制电路组成。开关变换器主要有降压(Buck)、升压(Boost)、升降压(Buck-Boost)、半桥、全桥、正激、反激等多种拓扑结构。控制电路用于监测开关变换器的工作状态和输出信号，同时产生脉冲控制信号控制开关管，以调节输出和稳定输出。目前，开关电源正朝着以下方面不断发展：1.高频、小型、轻薄；2.低噪声；3.数字化的控制。数字化控制能够使得开关电源实现更高的集成度，而且还可以消除模拟元件的温漂，从而使得开关电源实现高抗干扰性和高可靠性。数字控制可以通过编程设置电源模块的各参数，使得电源的模块化管理更加便利，通过灵活配置，可以满足不同应用的要求。

传统的脉冲宽度调制是最为常见的开关变换器控制方法，其控制思想是：将变换器输出电压与基准电压进行比较得到的误差信号经过误差放大器补偿后生成控制电压，并将控制电压与固定频率的锯齿波进行比较，获得脉冲控制信号PWM，再通过驱动电路控制开关管的导通和关断，实现对开关变换器输出电压的调节。近年来，越来越多的应用场合要求其供电电源具有快速的瞬态响应速度，如一些微处理器在待机、休眠、正常运行之间切换时，瞬态电流速率高达130A/μs，这就要求其供电电源具有快速的瞬态响应速度以满足负载的需求。传统的脉冲宽度调制的控制方法实现简单，但因采用误差放大器，具有瞬态性能差、补偿网络设计复杂等缺点，已很难满足负载这一需求。

另一种常见的开关变换器控制方法是脉冲频率调制，传统的恒定导通时间(COT)调制控制是较为常见的开关变换器脉冲频率调制控制方法之一，其基本思想是：每个开关周期开始时，开关管导通，变换器输出电压上升；经过恒定导通时间后，开关管关断，输出电压下降，当其下降至基准电压时，开关管再次导通，开始新的一个开关周期。与脉冲宽度调制的控制相比，采用脉冲频率调制的控制方法的开关变换器瞬态性能好，但是稳态精度差。

发明内容

基于上述传统开关变换器控制方法不能兼顾瞬态性能和稳态性能的不足之处，本发明基于脉冲频率调制控制方法，提出一种DC-DC变换器的数模混合控制电路和控制方法，集合模拟控制和数字控制的优点，能够同时兼顾好的瞬态性能和稳态性能，且本发明的控制电路结构简单，易于大规模集成。

本发明提出的控制电路的技术方案为：

一种DC-DC变换器的数模混合控制电路，包括模拟控制部分和数字控制部分，

所述模拟控制部分包括第一跨导放大器、第二跨导放大器、第一电流控制振荡器、第二电流控制振荡器和模数转换器，

所述第一跨导放大器的两个输入端分别连接所述DC-DC变换器中电感的两端，用于将所述DC-DC变换器的电感电压转换为电流信号后输出；

所述第一电流控制振荡器的输入端连接所述第一跨导放大器的输出端，用于根据所述第一跨导放大器输出的电流信号产生对应的频率信号后输出；

所述第二跨导放大器的两个输入端分别连接所述DC-DC变换器的输出电压和参考电压，用于将所述DC-DC变换器的输出电压和参考电压的误差电压转换为误差电流信号i

所述第二电流控制振荡器的输入端连接所述第二跨导放大器的输出端，用于根据所述第二跨导放大器的输出电流i

所述模数转换器的两个输入端分别连接所述DC-DC变换器的输出电压和所述参考电压，用于将所述DC-DC变换器的输出电压和所述参考电压的差值转换为对应的数字误差电压信号；

所述数字控制部分包括数字滤波器、数字补偿器、第一计数器、第二计数器、加法器、数字比较器和导通时间产生模块，

所述数字滤波器的时钟输入端连接所述第一电流控制振荡器输出的频率信号，其控制输入端连接所述导通时间产生模块输出的用于控制所述DC-DC变换器中开关管的脉冲控制信号，在所述数字滤波器的每个时钟周期将所述数字滤波器的输出信号进行累加或累减后输出到所述数字比较器的第一输入端；若当前所述数字滤波器的时钟周期中所述脉冲控制信号为高电平，将所述数字滤波器的输出信号累加，若当前所述数字滤波器的时钟周期中所述脉冲控制信号为低电平，将所述数字滤波器的输出信号累减；

所述数字补偿器的输入端连接所述模数转换器输出的所述数字误差电压信号，其输出端产生补偿信号；

所述第二计数器的时钟输入端连接所述第二电流控制振荡器输出的频率信号，其控制端连接所述导通时间产生模块输出的脉冲控制信号，所述第二计数器在所述脉冲控制信号的下降沿开始计数，在所述脉冲控制信号的上升沿停止计数并复位；

所述加法器的第一输入端连接所述数字补偿器的输出端，其第二输入端连接所述第二计数器的输出端，其输出的链接所述数字比较器的第二输入端；

仅当所述数字比较器比较出所述数字滤波器的输出信号低于所述加法器的输出信号时，所述数字比较器的输出信号控制控制所述导通时间产生模块输出的脉冲控制信号由低翻高，并控制所述第一计数器复位；

所述第一计数器的时钟输入端连接系统时钟，所述第一计数器在复位后重新开始计数，当所述第一计数器计数达到预设导通时间计数值后，所述第一计数器计数的输出信号控制所述导通时间产生模块输出的脉冲控制信号由高翻低。

具体的，所述第二跨导放大器根据所述误差电流信号i

具体的，所述数字滤波器输出信号的初始值为零。

基于本发明提出的一种DC-DC变换器的数模混合控制电路，本发明还提出了对应的控制方法，技术方案为：

一种DC-DC变换器的数模混合控制方法，用于产生并调整控制所述DC-DC变换器中开关管的脉冲控制信号，在所述DC-DC变换器的每个开关周期中，所述数模混合控制方法包括如下步骤：

步骤一、将所述DC-DC变换器的电感电流转换为同相的电感电流数字信号；

步骤二、将所述DC-DC变换器的输出电压和参考电压的差值转换为对应的数字误差电压信号，根据所述数字误差电压信号产生补偿信号；

步骤三、将所述DC-DC变换器的输出电压和所述参考电压的误差电压转换为对应的误差电流信号i

步骤四、将所述步骤三获得的第一次计数的计数值与所述步骤二得到的所述补偿信号叠加后再与所述步骤一得到的电感电流数字信号进行比较，当比较结果表示所述步骤一得到的电感电流数字信号更低时，控制所述DC-DC变换器的脉冲控制信号由低翻高，同时以系统时钟作为计数时钟从零开始进行第二次计数，当第二次计数的计数值达到预设导通时间计数值后控制所述DC-DC变换器的脉冲控制信号由高翻低。

具体的，所述步骤一获取与所述DC-DC变换器的电感电流同相的电感电流数字信号的具体方法为：

5.1、采样所述DC-DC变换器的电感电压并转换为对应的电流信号；

5.2、将步骤5.1获取的电流信号转换为对应的频率信号；

5.3、令所述电感电流数字信号的初始值为零，以步骤5.2获取的频率信号作为时钟信号，在每个时钟周期内对所述电感电流数字信号的值进行累加或累减；若当前时钟周期中所述DC-DC变换器的脉冲控制信号为高电平，则将所述电感电流数字信号累加，若当前时钟周期中所述脉冲控制信号为低电平，则将所述电感电流数字信号累减。

具体的，根据所述误差电流信号i

i

其中i

本发明的有益效果为：本发明将模拟控制和数字控制进行结合，在DC-DC变换器负载发生改变时，输出电压的变化立即转换到电流内环的电感电流数字信号和斜坡信号上，由于模拟的辅助加快了电流数字信号的改变，因此能够快速调节DC-DC变换器中开关管关断时间的长短，提高了DC-DC变换器的瞬态性能。另外本发明通过模拟辅助，使得稳压精度更高，提升了系统的稳态性能；通过数字控制方式，使得本发明无需复杂的环路补偿，简化了控制环路，增强了系统的稳定性和瞬态响应能力。

附图说明

下面的附图有助于更好地理解下述对本发明不同实施例的描述，这些附图示意性地示出了本发明一些实施方式的主要特征。这些附图和实施例以非限制性、非穷举性的方式提供了本发明的一些实施例。为简明起见，不同附图中具有相同功能的相同或类似的组件或结构采用相同的附图标记。

图1为实施例中将本发明提出的数模混合控制电路应用于BUCK变换器时的具体连接示意图。

图2为本发明提出的数模混合控制电路在实施例中数字比较器的两个输入信号i

图3为实施例中DC-DC开关变换器在负载突变时，DC-DC变换器的电感电流信号i

图4为图3中仿真波形的局部放大图。

图5为实施例中DC-DC开关变换器在负载突变时，DC-DC变换器的输出电压Vo、电感电流i

图6为图5中负载下阶跃时的仿真波形。

图7为图5中负载上阶跃时的仿真波形。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细的描述。下面所述实施例中的具体细节，如实施例中的具体电路结构和这些电路元件的具体参数，都用于对本发明的实施例提供更好的理解，本技术领域的技术人员可以理解，即使在缺少一些细节或采用其他方法、元件、材料等结合的情况下，本发明的实施例也可以被实现。

本发明提出一种DC-DC变换器的数模混合控制电路和控制方法，下面以将本发明应用于BUCK变换器为例进行说明，当然本发明的控制电路和控制方法也可以应用于其他类型的DC-DC变换器。如图1所示，BUCK变换器包括接在电源和地之间的两个开关管S1和S2，两个开关管的连接处通过电感L连接到DC-DC变换器的输出端，本发明提出的数模混合控制电路产生的脉冲控制信号PWM经过驱动电路控制开关管S1和S2的导通和关断。

如图1所示，本发明提出的数模混合控制电路包括模拟控制部分和数字控制部分，其中模拟控制部分包括第一跨导放大器gm1、第二跨导放大器gm2、第一电流控制振荡器ICO1、第二电流控制振荡器ICO2和模数转换器ADC，数字控制部分包括数字滤波器、数字补偿器PI、第一计数器Counter1、第二计数器Counter2、加法器、数字比较器CMP和导通时间产生模块TON。通过第一跨导放大器gm1、第一电流控制振荡器ICO1和数字滤波器产生电感电流数字信号形成电流内环，通过模数转换器ADC、数字补偿器PI和导通时间产生模块形成电压外环，再由第二跨导放大器gm2、第二电流控制振荡器ICO2和第二计数器Counter2进行模拟辅助加上斜坡信号，本发明集合了模拟控制与数字控制的优点，加快了DC-DC变换器中开关管关断时间的响应。

第一跨导放大器gm1的两个输入端分别连接DC-DC变换器中电感L的两端，第一跨导放大器gm1采样DC-DC变换器中电感L的两端电压，并将电感电压转换为电流信号后连接到第一电流控制振荡器ICO1的输入端；第一电流控制振荡器ICO1用于根据第一跨导放大器gm1输出的电流信号产生对应的频率信号后输出到数字滤波器的时钟输入端；数字滤波器的控制输入端连接导通时间产生模块输出的脉冲控制信号PWM，其输出端产生电感电流数字信号i

数字滤波器产生电感电流数字信号i

数字滤波器的传输函数是

第二跨导放大器gm2的两个输入端分别连接DC-DC变换器的输出电压U

斜坡信号的产生过程为：

DC-DC变换器的输出电压U

由于i

模数转换器ADC的两个输入端分别连接DC-DC变换器的输出电压U

数字比较器CMP的两个输入端连接数字信号i

脉冲控制信号PWM的控制过程为：

数字比较器CMP在i

令信号RST为第一状态时将第一计数器Counter1复位，信号RST为第二状态时不影响第一计数器Counter1，当i

如图2所示是本发明在实施例中数字比较器两个输入信号和脉冲控制信号PWM的工作波形图，数字信号i

用MATLAB/Simulink软件对本实施例进行仿真分析，结果如下。

附图3为本发明实施方案的开关变换器在负载突变时电感电流i

附图4为本发明实施方案图3中仿真波形的局部放大图。图4中，可以看出电感电流数字信号i

附图5为本发明实施方案的开关变换器在负载突变时输出电压V

附图6为本发明实施方案图5中负载下阶跃时的仿真波形。图6中，在0.832ms处负载由30A阶跃变化到21A，输出电压可以快速调整恢复稳态，调整时间为11us，输出电压峰峰值波动19mV。

附图7为本发明实施方案图5中负载上阶跃时的仿真波形。图7中，在1.668ms处负载由21A阶跃变化到30A，输出电压可以快速调整恢复稳态，调整时间为11us，输出电压峰峰值波动17mV，可见本发明的控制方法具有很好的负载瞬态性能。

综上所述，本发明提出一种DC-DC变换器的数模混合控制电路和控制方法，通过第一跨导放大器gm1采样DC-DC变换器的电感电压并转换为电流信号进而由第一电流控制振荡器ICO1映射为频率信号，数字滤波器以第一电流控制振荡器ICO1产生的频率信号作为时钟，并且在脉冲控制信号PWM的控制下每个时钟周期对电感电流数字信号i

根据上述实施例和仿真分析可知，在DC-DC变换器负载发生改变时，输出电压的变化立即转换到电流内环和斜坡信号上，由于模拟的辅助加快了电流数字信号的改变，进而加快比较器脉冲信号的转变，使得关断时间的变化得到加快，提高了变换器的瞬态性能；另外本发明稳压精度高，且系统不需要复杂的环路补偿，简化了控制环路。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。