用于EPS双三相电机逆变器的24扇区中心对称PWM调制方法

技术领域

本发明涉及转向系统技术领域，具体地说是用于EPS双三相电机逆变器的24扇区中心对称PWM调制方法。

背景技术

在EPS双三相永磁同步电机驱动控制器中，使用四矢量空间电压矢量(SVPWM)算法对六相电压逆变器进行PWM控制，实现双三相电机的矢量空间解耦四维电流矢量控制策略，如图16所示。六相电压逆变器的开关组合共有64种状态，作用在逆变器上后生成对应的64个基本电压矢量，可分为大矢量L、中大矢量ML、中矢量M、小矢量S和零矢量Z，共五组电压矢量，各电压矢量统计如图18所示。六相电压逆变器的空间电压矢量是四维的，可划分为如图2所示的α-β基波子平面和如图3所示的Z1-Z2谐波子平面，选择四个基本电压矢量，可对两个子平面的电压矢量同时进行控制。

传统12扇区最大四矢量空间电压矢量调制方法使用的PWM为非对称波形，PWM开关切换点位置在电流采样点两端非对称分布，两个开关周期内反馈电流采集到的开关噪声成分不完全相同，如图9、图10所示，在逆变器调制后，在电机输出电流中产生偶次谐波和高频谐波，在电机输出轴上伴随出现转矩脉动现象，同时由于PWM波形的非中心对称性，软件实现将占用较多的CPU资源，复杂度增加。已有的不完全中心对称24扇区四矢量空间电压矢量算法，根据扇区编号顺序的交替，依次采用了非中心对称PWM和中心对称PWM，如图11、图12所示，这种PWM编排方法，使PWM的软件实现的难度大大增加，图中扇区切换过程中PWM开关损耗明显上升，也影响了逆变器死区损耗算法精确补偿功能的实现，较难彻底抑制死区效应引起的逆变器谐波电流。

发明内容

本发明为克服现有技术的不足，提供一种用于EPS双三相电机逆变器的24扇区中心对称PWM调制方法，极大的降低双三相电机逆变器的调制谐波和开关损耗，降低电机逆变器调制过程中在电机输出扭矩中产生的转矩脉动。

为实现上述目的，设计一种用于EPS双三相电机逆变器的24扇区中心对称PWM调制方法，其特征在于：具体方法如下：

S1，计算六相电压逆变器在α-β基波平面和Z1-Z2谐波平面的64个基本空间电压矢量位置；

S2，划分平面扇区，将α-β基波平面从α轴正向开始，按每15°为一扇区，将360°平面划分成面积相等的24扇区，扇区编号从1～24，并将扇区分成两组，第一组扇区集合为1、2、5、6、9、10、13、14、17、18、21、22，第二组扇区集合为3、4、7、8、11、12、15、16、19、20、23、24，并判断参考电压所处扇区集合和扇区编号；

S3，根据参考电压所处扇区集合和扇区编号，按照设定规则选择参考电压矢量的合成基本电压矢量，当参考电压位于第一组扇区集合时，选择2L+ML+M+Z类型基本电压矢量组合；当参考电压矢量位于第二组扇区集合时，选择3L+M+Z类型基本电压矢量组合，具体所选择的基本电压矢量由扇区集合和编号共同决定；

S4，根据所选择的基本电压矢量，计算各基本电压矢量的作用时间；

S5，根据合成电压矢量的特点编排各扇区中心对称PWM波形；

S6，根据PWM波形计算逆变器各开关管占空比。

所述的步骤S1中，六相电压逆变器在α-β基波平面和Z1-Z2谐波平面的64个基本空间电压矢量位置的计算公式为

所述的步骤S3中，根据所选择的基本电压矢量，基本电压矢量的作用时间的计算公式为

所述的步骤S6中，占空比计算公式为

本发明同现有技术相比，提供一种用于EPS双三相电机逆变器的24扇区中心对称PWM调制方法，相较于12扇区非对称PWM方式和24扇区非完全中心对称PWM方式，本发明具有较小的谐波含量，开关损耗较小，易实现死区精确补偿方法，算法结构简单，软件实现简便的特点。

附图说明

图1为中性点隔离双三相永磁同步电机六相电压逆变器拓扑图。

图2为双三相永磁同步电机α-β基波子空间基本电压矢量分布图。

图3为双三相永磁同步电机Z1-Z2谐波子空间基本电压矢量分布图。

图4为双三相永磁同步电机电压空间矢量扇区划分图。

图5为α-β平面第2扇区合成电压矢量图。

图6为Z1-Z2平面第2扇区合成电压矢量图。

图7为α-β平面第3扇区合成电压矢量图。

图8为Z1-Z2平面第3扇区合成电压矢量图。

图9为最大四矢量第1扇区非对称PWM波形图。

图10为最大四矢量第1扇区非对称PWM波形电流采样图。

图11为四矢量24扇区不完全中心对称第2扇区非中心对称PWM波形图。

图12为四矢量24扇区不完全中心对称第3扇区中心对称PWM波形图。

图13为四矢量24扇区完全中心对称第2扇区中心对称PWM图。

图14为四矢量24扇区完全中心对称第3扇区中心对称PWM图。

图15为四矢量24扇区完全中心对称A+、U+相逆变器占空比图。

图16为双三相永磁同步电机矢量空间解耦四维电流矢量控制流程图。

图17为谐波失真因子曲线图。

图18为电压矢量统计表。

图19为图16所示的控制方法台架测试电机三相电流

具体实施方式

由于EPS对电机输出转矩的平顺性的严苛要求，基于谐波优化的四矢量PWM逆变器驱动方法能有效降低电机相电流中的谐波含量，起到抑制转矩脉动的作用，从而极大的改善了电机驱动部件的振动现象，提高了系统NVH品质。

本发明提出用于EPS双三相电机逆变器的24扇区完全中心对称PWM调制策略，基于四维空间电压矢量，将电压矢量平面划分成面积相等的24扇区，如图4所示，并将24扇区划分为两组集合，第一组扇区集合为1、2、5、6、9、10、13、14、17、18、21、22，第二组扇区集合为3、4、7、8、11、12、15、16、19、20、23、24；当参考电压位于第一组扇区集合时，选择2L+ML+M+Z基本电压矢量组合，当参考电压矢量位于第二组扇区集合时，选择3L+M+Z基本电压矢量组合，根据参考电压矢量所在扇区集合和扇区编号，选择具体的合成电压矢量；根据所选择的基本电压矢量组合，计算各基本矢量和零矢量作用时间；根据所选择的基本电压矢量组合，安排中心对称模式PWM；根据各基本矢量作用时间和中心对称PWM模式，计算逆变器各开关管占空比，生成连续的PWM调制波形；在一个采样周期内，进行PWM斩波控制，实现四维空间电压矢量的调制。

若定义调制比

1、计算基本空间电压矢量位置，根据式(1)和64种逆变器开关状态组合分别计算六相电压逆变器在α-β基波子平面和Z1-Z2谐波子平面的64个基本空间电压矢量位置，如图2和图3所示。

其中，

2、划分平面扇区，将64电压矢量平面划分为24扇区平面，扇区编号为1～24，如图4所示，并将扇区分成两组，第一组扇区集合为1、2、5、6、9、10、13、14、17、18、21、22，第二组扇区集合为3、4、7、8、11、12、15、16、19、20、23、24，并判断参考电压所处扇区集合和扇区编号。

3、根据参考电压所处扇区集合和扇区编号，按照设定规则选择参考电压矢量的合成基本电压矢量，当参考电压位于第一组扇区集合时，选择2L+ML+M+Z类型基本电压矢量组合，当参考电压矢量位于第二组扇区集合时，选择3L+M+Z类型基本电压矢量组合，具体所选择的基本电压矢量由扇区编号决定，例如在扇区集合1的第2扇区和在扇区集合2的第3扇区具体的电压矢量选择见图5至图8所示。

4、根据所选择的基本电压矢量，使用式(2)计算基本电压矢量的作用时间，例如在第2、3扇区电压矢量作用时间计算结果如式(3)、(4)所示。

其中，T

其中，u

其中，u

5、根据基本电压矢量的特点编排中心对称PWM模式，如图13和图14所示。

6、根据中心对称PWM模式，计算逆变器上桥臂开关管占空比，例如在第2、3扇区占空比计算结果如式(5)所示，图15为逆变器上桥A+、U+相开关管占空比波形。

其中，T