多路交错并联谐振变换装置

技术领域

本申请涉及电源领域，尤其是多路交错并联谐振变换装置。

背景技术

伴随着电力电子技术的快速发展，业界对高效高功率密度开关电源的需求越来越普遍，对于开关电源中的DC/DC部分，通常会使用隔离谐振变换器，这是由于其能在全负载范围内实现软开关，因此能够减小开关损耗、提高变换器效率、减小体积、提升功率密度，从而被广泛应用于各个领域。

为了实现高功率密度和高效率的要求，通常会用两路及以上的隔离谐振变换器交错并联，以减小输出端纹波，如此便可使用更少的输出滤波电容，既减小电源模块体积，也降低器件成本，提升电源模块效率。但多路交错并联的隔离谐振变换器，由于器件参数的不一致，导致不同路的隔离谐振变换器之间的增益不一样，存在均流差异，严重时甚至导致各路之间器件发热不均导致电源模块失效。

另外，对于隔离谐振变换器通常采用变频控制方式，也即控制隔离谐振变换器中开关管的工作频率。也即控制隔离谐振变换器的控制信号的占空比不变，仅改变控制信号的频率。

目前业界针对多路交错并联的隔离谐振变换器的均流问题，一般采用通过对器件参数进行管控，或者使用集成磁芯的方式，减小器件参数差异对交错并联隔离谐振变换器均流的影响。但这些方法都会带来一定程度成本的升高，且无法彻底解决该问题。

发明内容

本申请提供一种多路交错并联谐振变换装置，包括：

多路交错并联谐振变换器，其中每一路谐振变换器包括：第一开关单元、变压器、第二开关单元和谐振单元，其中所述第一开关单元的一端连接所述变压器的第一绕组，另一端用于接收或输出第一电压；所述第二开关单元的一端连接所述变压器的第二绕组，另一端用于对应的输出或接收第二电压；谐振单元连接在所述第一开关单元与所述第一绕组之间和/或连接在所述第二开关单元与所述第二绕组之间；

控制器，连接每一路谐振变换器的谐振单元，接收谐振单元输出的谐振电流，判断每一路的谐振电流是否小于电流设定值，若是，则控制器输出的控制信号使得谐振电流小于电流设定值的谐振变换器的输出侧内的开关单元内的开关管的控制信号移相至与输入侧内的开关单元的开关管的控制信号重叠导通第一移相角。

更进一步的，谐振电流小于电流设定值的谐振变换器的输出侧内的开关单元的开关管的控制信号向前或向后移相至与输入侧内的开关单元的开关管的控制信号重叠所述第一移相角。

更进一步的，每一路谐振变换器的所述第一开关单元包括第一开关桥臂，第一开关桥臂包括串联连接的第一开关管和第二开关管；

每一路谐振变换器的谐振单元包括谐振电感；

每一路谐振变换器的变压器为第二绕组带中心抽头变压器；

每一路谐振变换器的所述第二开关单元包括第一同步整流开关管和第二同步整流开关管，第一同步整流开关管和第二同步整流开关管分别对应地连接在第二绕组的第一端和第二端与接地端之间，第二绕组的中心抽头与接地端形成用于输入或接收第二电压的端子。

更进一步的，控制器接收每一路谐振变换器的谐振单元的谐振电感的谐振电流，控制器输出的控制信号使得谐振电流小于电流设定值的谐振变换器的第二开关单元内的第一同步整流开关管向后移相至与第一开关单元的第一开关管重叠导通第一移相角，或向前移相至与第一开关单元的第一开关管重叠导通第一移相角；第二开关单元内的第二同步整流开关管向后移相至与第一开关单元的第二开关管重叠导通第一移相角，或向前移相至与第一开关单元的第二开关管重叠导通第一移相角。

更进一步的，每一路谐振变换器的所述第一开关单元包括第一开关桥臂，第一开关桥臂包括串联连接的第一开关管和第二开关管；

每一路谐振变换器的谐振单元包括谐振电感；

每一路谐振变换器的所述第二开关单元包括第一同步整流开关管和第三同步整流开关管串联形成的第二开关桥臂，第二同步整流开关管和第四同步整流开关管串联形成的第三开关桥臂，第二开关桥臂与第三开关桥臂并联连接，用于输入或接收第二电压的端子。

更进一步的，控制器接收每一路谐振变换器的谐振单元的谐振电感的谐振电流，控制器输出的控制信号使得谐振电流小于电流设定值的谐振变换器的第二开关单元内的第一同步整流开关管和第四同步整流开关管向后移相至与第一开关单元的第二开关管重叠导通第一移相角，或向前移相至与第一开关单元的第二开关管重叠导通第一移相角；第二开关单元内的第二同步整流开关管和第三同步整流开关管向后移相至与第一开关单元的第一开关管重叠导通第一移相角，或向前移相至与第一开关单元的第一开关管重叠导通第一移相角。

更进一步的，每一路谐振变换器的所述第一开关单元包括第一开关桥臂和第四开关桥臂，第一开关桥臂包括串联连接的第一开关管和第二开关管，第四开关桥臂包括串联连接的第三开关管和第四开关管，第一开关桥臂与第四开关桥臂并联连接；

每一路谐振变换器的谐振单元包括谐振电感；

每一路谐振变换器的变压器为第二绕组带中心抽头变压器；

每一路谐振变换器的所述第二开关单元包括第一同步整流开关管和第二同步整流开关管，第一同步整流开关管和第二同步整流开关管分别对应地连接在第二绕组的第一端和第二端与接地端之间，第二绕组的中心抽头与接地端形成用于输入或接收第二电压的端子。

更进一步的，控制器接收每一路谐振变换器的谐振单元的谐振电感的谐振电流，控制器输出的控制信号使得谐振电流小于电流设定值的谐振变换器的第二开关单元内的第一同步整流开关管向后移相至与第一开关单元的第一开关管和第四开关管重叠导通第一移相角，或向前移相至与第一开关单元的第一开关管和第四开关管重叠导通第一移相角；第二开关单元内的第二同步整流开关管向后移相至与第一开关单元的第二开关管和第三开关管重叠导通第一移相角，或向前移相至与第一开关单元的第二开关管和第三开关管重叠导通第一移相角。

更进一步的，每一路谐振变换器的所述第一开关单元包括第一开关桥臂和第四开关桥臂，第一开关桥臂包括串联连接的第一开关管和第二开关管，第四开关桥臂包括串联连接的第三开关管和第四开关管，第一开关桥臂与第四开关桥臂并联连接；

每一路谐振变换器的谐振单元包括谐振电感；

每一路谐振变换器的所述第二开关单元包括第一同步整流开关管和第三同步整流开关管串联形成的第二开关桥臂，第二同步整流开关管和第四同步整流开关管串联形成的第三开关桥臂，第二开关桥臂与第三开关桥臂并联连接，用于输入或接收第二电压的端子。

更进一步的，控制器接收每一路谐振变换器的谐振单元的谐振电感的谐振电流，控制器输出的控制信号使得谐振电流小于电流设定值的谐振变换器的第二开关单元内的第一同步整流开关管和第四同步整流开关管向后移相至与第一开关单元的第二开关管和第三开关管重叠导通第一移相角，或向前移相至与第一开关单元的第二开关管和第三开关管重叠导通第一移相角；第二开关单元内的第二同步整流开关管和第三同步整流开关管向后移相至与第一开关单元的第一开关管和第四开关管重叠导通第一移相角，或向前移相至与第一开关单元的第一开关管和第四开关管重叠导通第一移相角。

更进一步的，谐振单元包括串联连接的谐振电感和谐振电容。

更进一步的，控制器执行：

S1：接收每一路谐振变换器内谐振单元输出的谐振电流；

S2：计算多路谐振电流的平均值，以及每一路谐振电流与谐振电流的平均值的电流差值；

S3：判断每一路谐振电流是否小于谐振电流的平均值，或判断所述电流差值否小于零，若是，则进入步骤S4；

S4：计算谐振电流小于谐振电流的平均值或所述电流差值小于零的谐振变换器的谐振电流与谐振电流的平均值的比值，根据所述比值确定谐振变换器需要增加的增益值；

S5：根据多路交错并联谐振变换器的工作频率和所述需要增加的增益值查表格获得所述第一移相角；

S6：将所述第一移相角叠加至谐振变换器的输出侧内的开关单元的开关管的控制信号，使得谐振变换器的输出侧内的开关单元的开关管的控制信号移相至与输入侧内的开关单元的开关管重叠导通所述第一移相角。

更进一步的，所述表格通过对所述多路交错并联谐振变换器开环测试获得。

更进一步的，所述表格为工作频率、移相角与增益值的关系表格。

前面已经相当广泛地概述了本公开的特征和技术优点，以便可以更好地理解以下公开的详细描述。下文将描述本公开的附加特征和优点，其构成本公开权利要求的主题。本领域技术人员应当理解，所公开的概念和具体实施例可以容易地用作修改或设计用于实现本公开的相同目的的其他结构或过程的基础。本领域技术人员还应该认识到，这样的等效结构不脱离所附权利要求中阐述的本公开内容的精神和范围。

附图说明

为了更完整地理解本公开内容及其优点，现结合附图参考以下描述，其中：

图1示出了本申请一实施例的多路交错并联谐振变换装置框图示意图；

图2示出了本申请一具体实施例的多路交错并联谐振变换装置电路示意图；

图3示出了图2中的多路交错并联谐振变换装置电路的工作波形示意图；

图4示出了本申请另一具体实施例的多路交错并联谐振变换装置电路示意图；

图5示出了本申请另一具体实施例的多路交错并联谐振变换装置电路示意图；

图6示出了本申请另一具体实施例的多路交错并联谐振变换装置电路示意图。

除非另有说明，不同附图中的对应和符号通常指对应的部分。绘制这些附图是为了清楚地说明各种实施例的相关方面，并不一定按比例绘制。

具体实施方式

下面将结合附图，对本申请中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在不做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本申请保护的范围。

请参阅图1所示的本申请一实施例的多路交错并联谐振变换装置框图示意图。如图1所示，多路交错并联谐振变换装置包括多路交错并联谐振变换器100和控制器200。

如图1所示，多路交错并联谐振变换器100包括多路谐振变换器，多路谐振变换器的第一端并联，用于接收或输出第一电压V1；多路谐振变换器的第二端并联，用于对应的输出或接收第二电压V2。

如图1所示，每一路谐振变换器包括：第一开关单元110、变压器130、第二开关单元120和谐振单元140，其中第一开关单元110的一端连接变压器130的第一绕组Lp，另一端用于接收或输出第一电压V1；第二开关单元120的一端连接变压器130的第二绕组Ls，另一端用于对应的输出或接收第二电压V2；谐振单元140连接在第一开关单元110与第一绕组Lp之间和/或连接在第二开关单元120与第二绕组Ls之间。如图1所示，以谐振单元140连接在第一开关单元110与第一绕组Lp之间为例。

对于图1所示的谐振变换器，通常采用变频控制，我们知道对于变频控制，基于采样的反馈回路控制开关管的开关频率，在相应的开关频率下每个开关管以略小于50％的占空比,同一桥臂的上管和下管之间以中间带有死区的交替方式运行。

如图1所示，控制器200，连接每一路谐振变换器的谐振单元140，接收谐振单元140输出的谐振电流ir，判断每一路的谐振电流ir是否小于电流设定值irf，若是，则控制器200输出的开关控制信号使得谐振电流ir小于电流设定值irf的谐振变换器的输出侧内的开关单元内的开关管的控制信号移相至与输入侧内的开关单元的开关管重叠导通第一移相角θ1。

谐振变换器的输出侧内的开关单元内的开关管与输入侧内的开关单元的开关管重叠导通第一移相角θ1的期间，谐振变换器内的谐振电感储能，形成升压变换的阶段，则可提高谐振变换器的增益，抬高该路谐振变换器的电流，而实现多路谐振变换器之间的均流。可见本发明通过软件控制实现多路谐振变换器之间的均流，不需要增加额外硬件均流电路，不需要对器件参数进行管控，所以该发明具有不增加额外成本的优势，且均流效果好，控制简单。

请参阅图2所示的本申请一具体实施例的多路交错并联谐振变换装置电路示意图。如图2所示，每一路谐振变换器中的第一开关单元110实施为半桥桥式开关单元，包括串联连接的第一开关管S1和第二开关管S2形成的第一开关桥臂，串联连接的第一电容C1和第二电容C2形成的第一电容桥臂，第一开关桥臂与第一电容桥臂并联连接，用于接收或输出第一电压V1。

如图2所示，每一路谐振变换器中的谐振单元140被配置为包括谐振电感Lr，谐振电感Lr与第一电容C1和第二电容C2形成LC谐振腔。

如图2所示，每一路谐振变换器中的变压器实施为第二绕组带中心抽头变压器。如图2所示，第二绕组LS带中心抽头N。

如图2所示，每一路谐振变换器的第二开关单元120实施为同步整流单元，包括第一同步整流开关管SR1和第二同步整流开关管SR2，第一同步整流开关管SR1连接在第二绕组的第一端与接地端GND之间，第二同步整流开关管SR2连接在第二绕组的第二端与接地端GND之间，第二绕组Ls的中心抽头N与接地端GND形成用于输入或接收第二电压V2的端子。具体的，第三电容连接在中心抽头N与接地端GND。

对于图2所示的多路交错并联谐振变换器，可被配置为将第一电压V1变换为第二电压V2，则第一开关单元110为输入侧内的开关单元，第二开关单元120为输出侧内的开关单元。多路交错并联谐振变换器之间的交错控制，也即多路谐振变换器之间的开关控制信号之间相互移相180°/n，其中n为交错并联谐振变换器的路数。

对于图2所示的多路交错并联谐振变换器，每一路谐振变换器的第一开关单元110中的第一开关管S1与第二开关单元120中的第二同步整流开关管SR2同步工作，第二开关管S2与第一同步整流开关管SR1同步工作，第一开关管S1与第二开关管S2交替工作，第一同步整流开关管SR1与第二同步整流开关管SR2交替工作。在具体实施时，第二同步整流开关管SR2提前于第一开关管S1关断，第一同步整流开关管SR1提前于第二开关管S2关断，以提高谐振变换器的可靠性。

图3示出了图2中的多路交错并联谐振变换装置电路的工作波形示意图，控制器200接收每一路谐振变换器的谐振单元140的谐振电感Lr的谐振电流ir，谐振电流小于电流设定值的一路谐振变换器，说明该路谐振变换器的电流小于电流设定值，则多路谐振变换器之间出现电流不均衡的问题，则需要抬高谐振电流小于电流设定值的一路谐振变换器的电流。例如图2中的B路谐振变换器为需要抬高电流的一路谐振变换器，本申请中，控制器200输出的控制信号使得的B路谐振变换器中的第二开关单元120内的第一同步整流开关管SR1向后移相至与第一开关单元110的第一开关管S1重叠导通第一移相角θ1；第二开关单元120内的第二同步整流开关管SR2向后移相至与第一开关单元110的第二开关管S2重叠导通第一移相角θ1。

如图3示，在第二开关单元120内的第一同步整流开关管SR1向后移相至与第一开关单元110的第一开关管S1重叠导通第一移相角θ1内，在第一开关单元110的第一开关管S1导通时，则与第二同步整流开关管SR2并联的二极管同步导通，由于第一同步整流开关管SR1与第一开关管S1同时导通，则第一同步整流开关管SR1与与第二同步整流开关管SR2并联的二极管同时导通，则将变压器的第二绕组LS短路，此期间由于第一开关管S1导通，则谐振电感Lr储能，形成升压的阶段。在第一移相角θ1后，第一同步整流开关管SR1关断，第二同步整流开关管SR2导通，则第一开关管S1与第二同步整流开关管SR2同时导通，将存储在谐振电感Lr中的能量释放至输出端。此时可提高B路谐振变换器的增益，抬高B路谐振变换器的电流，实现电流均衡。

如图3示，在第二开关单元120内的第二同步整流开关管SR2向后移相至与第一开关单元110的第二开关管S2重叠导通第一移相角θ1时，在第一开关单元110的第二开关管S2导通时，则与第一同步整流开关管SR1并联的二极管同步导通，由于第二同步整流开关管SR2与第二开关管S2同时导通，则第二同步整流开关管SR2与与第一同步整流开关管SR1并联的二极管同时导通，则将变压器的第二绕组LS短路，此期间由于第二开关管S2导通，则谐振电感Lr储能，形成升压的阶段。在第一移相角θ1后，第二同步整流开关管SR2关断，第一同步整流开关管SR1导通，则第二开关管S2与第一同步整流开关管SR1同时导通，将存储在谐振电感Lr中的能量释放至输出端。此时可提高B路谐振变换器的增益，抬高B路谐振变换器的电流，实现电流均衡。

上述的与第一同步整流开关管SR1并联的二极管或与第二同步整流开关管SR2并联的二极管可为第一同步整流开关管SR1或第二同步整流开关管SR2的体二极管，或额外并联的二极管。

在实际实施时，为抬高B路谐振变换器的电流，本申请的控制器200输出的控制信号还可使得的B路谐振变换器中的第二开关单元120内的第一同步整流开关管SR1向前移相至与第一开关单元110的第一开关管S1重叠导通第一移相角θ1；第二开关单元120内的第二同步整流开关管SR2向前移相至与第一开关单元110的第二开关管S2重叠导通第一移相角θ1。其原理与上述相同，在此不再赘述。只是向后移相，使得第二开关单元120内的开关管的控制信号的高电平移相至与第一开关单元110内开关管的控制信号的下一个高电平重叠；向前移相，使得第二开关单元120内的控制信号的开关管的高电平移相至与第一开关单元110内开关管的控制信号的上一个高电平重叠。

可见图2中，第一开关单元110实施为半桥桥式单元，第二开关单元120实施为同步整流单元。

可参阅图4所示的本申请另一具体实施例的多路交错并联谐振变换装置电路示意图。如图4所示，与图2相同的，每一路谐振变换器中的第一开关单元110实施为半桥桥式开关单元。与图2不同的是，每一路谐振变换器的第二开关单元120实施全桥桥式开关单元，则此时变压器不再为第二绕组带中心抽头的变压器。如图4所示，每一路谐振变换器的第二开关单元120包括第一同步整流开关管SR1和第三同步整流开关管SR3串联形成的第二开关桥臂，第二同步整流开关管SR2和第四同步整流开关管SR4串联形成的第三开关桥臂，第二开关桥臂与第三开关桥臂并联连接，用于输入或接收第二电压V2的端子。

对于图4所示的多路交错并联谐振变换器，可被配置为将第一电压V1变换为第二电压V2，则第一开关单元110为输入侧内的开关单元，第二开关单元120为输出侧内的开关单元。多路交错并联谐振变换器之间的交错控制，也即多路谐振变换器之间的开关控制信号之间相互移相180°/n，其中n为交错并联谐振变换器的路数。

与图2中的多路交错并联谐振变换装置的控制原理相似的，控制器200接收每一路谐振变换器的谐振单元140的谐振电流ir，谐振电流小于电流设定值的一路谐振变换器，说明该路谐振变换器的电流小于电流设定值，则多路谐振变换器之间出现电流不均衡的问题，则需要抬高谐振电流小于电流设定值的一路谐振变换器的电流。例如图4中的B路谐振变换器为需要抬高电流的一路谐振变换器，本申请中，控制器200输出的控制信号使得B路谐振变换器中的第二开关单元120内的第一同步整流开关管SR1和第四同步整流开关管SR4向后移相至与第一开关单元110的第二开关管S2重叠导通第一移相角θ1，或向前移相至与第一开关单元110的第二开关管S2重叠导通第一移相角θ1；第二开关单元120内的第二同步整流开关管SR2和第三同步整流开关管SR3向后移相至与第一开关单元110的第一开关管S1重叠导通第一移相角θ1，或向前移相至与第一开关单元的第一开关管S1重叠导通第一移相角θ1。其实现抬高电流的原理与上述相同，在此不再赘述。

可参阅图5所示的本申请另一具体实施例的多路交错并联谐振变换装置电路示意图。如图5所示，第二开关单元120与图2一样实施为同步整流单元，不同的是图5中的第一开关单元110实施为全桥桥式开关单元，第一开关单元包括第一开关桥臂和第四开关桥臂，第一开关桥臂包括串联连接的第一开关管S1和第二开关管S2，第四开关桥臂包括串联连接的第三开关管S3和第四开关管S4，第一开关桥臂与第四开关桥臂并联连接。

对于图5所示的多路交错并联谐振变换器，可被配置为将第一电压V1变换为第二电压V2，则第一开关单元110为输入侧内的开关单元，第二开关单元120为输出侧内的开关单元。多路交错并联谐振变换器之间的交错控制，也即多路谐振变换器之间的开关控制信号之间相互移相180°/n，其中n为交错并联谐振变换器的路数。

与图2中的多路交错并联谐振变换装置的控制原理相似的，控制器200接收每一路谐振变换器的谐振单元140的谐振电流ir，谐振电流小于电流设定值的一路谐振变换器，说明该路谐振变换器的电流小于电流设定值，则多路谐振变换器之间出现电流不均衡的问题，则需要抬高谐振电流小于电流设定值的一路谐振变换器的电流。例如图5中的B路谐振变换器为需要抬高电流的一路谐振变换器，本申请中，控制器200输出的控制信号使得B路谐振变换器中的第二开关单元120内的第一同步整流开关管SR1向后移相至与第一开关单元110的第一开关管S1和第四开关管S4重叠导通第一移相角θ1，或向前移相至与第一开关单元110的第一开关管S1和第四开关管S4重叠导通第一移相角；第二开关单元120内的第二同步整流开关管SR2向后移相至与第一开关单元110的第二开关管S2和第三开关管S3重叠导通第一移相角θ1，或向前移相至与第一开关单元110的第二开关管S2和第三开关管S3重叠导通第一移相角θ1。其实现抬高电流的原理与上述相同，在此不再赘述。

可参阅图6所示的本申请另一具体实施例的多路交错并联谐振变换装置电路示意图。如图6所示，第一开关单元110实施为如图5中的全桥桥式开关单元，第二开关单元120实施为如图4中的全桥桥式开关单元。

对于图6所示的多路交错并联谐振变换器，可被配置为将第一电压V1变换为第二电压V2，则第一开关单元110为输入侧内的开关单元，第二开关单元120为输出侧内的开关单元。也可被配置为将第二电压V2变换为第一电压V1，则第二开关单元120为输入侧内的开关单元，第一开关单元110为输出侧内的开关单元。

如下以将第一电压V1变换为第二电压V2为例说明其原理，与图2中的多路交错并联谐振变换装置的控制原理相似的，控制器200接收每一路谐振变换器的谐振单元140的谐振电流ir，谐振电流小于电流设定值的一路谐振变换器，说明该路谐振变换器的电流小于电流设定值，则多路谐振变换器之间出现电流不均衡的问题，则需要抬高谐振电流小于电流设定值的一路谐振变换器的电流。例如图6中的B路谐振变换器为需要抬高电流的一路谐振变换器，本申请中，控制器200输出的控制信号使得B路谐振变换器中的第二开关单元120内的第一同步整流开关管SR1和第四同步整流开关管SR4向后移相至与第一开关单元110的第二开关管S2和第三开关管S3重叠导通第一移相角θ1，或向前移相至与第一开关单元110的第二开关管S2和第三开关管S3重叠导通第一移相角θ1；第二开关单元120内的第二同步整流开关管SR2和第三同步整流开关管SR3向后移相至与第一开关单元110的第一开关管S1和第四开关管S4重叠导通第一移相角θ1，或向前移相至与第一开关单元110的第一开关管S1和第四开关管S4重叠导通第一移相角θ1。其实现抬高电流的原理与上述相同，在此不再赘述。

当将第二电压V2变换为第一电压V1时，同样的假设图6中的B路谐振变换器为需要抬高电流的一路谐振变换器，本申请中，控制器200输出的控制信号使得B路谐振变换器中的第一开关单元110的第二开关管S2和第三开关管S3向后移相至与第二开关单元120内的第一同步整流开关管SR1和第四同步整流开关管SR4重叠导通第一移相角θ1，或向前移相至与第二开关单元120内的第一同步整流开关管SR1和第四同步整流开关管SR4重叠导通第一移相角θ1；第一开关单元110的第一开关管S1和第四开关管S4向后移相至与第二开关单元120内的第二同步整流开关管SR2和第三同步整流开关管SR3重叠导通第一移相角θ1，或向前移相至与第二开关单元120内的第二同步整流开关管SR2和第三同步整流开关管SR3重叠导通第一移相角θ1。其实现抬高电流的原理与上述相同，在此不再赘述。

可参阅图5和图6，谐振单元140实施为包括谐振电感Lr和谐振电容Cr，谐振电感Lr和谐振电容Cr串联连接，形成LC串联谐振单元。

在实际实施时，谐振单元140还可实施为CLLC谐振单元或CLLLC谐振单元，但本申请并不限定谐振单元140的具体结构，也不限定电感的具体实现方式，如其可为独立的磁件形成的电感，也可为与变压器集成的电感。

上述的来自谐振电感Lr的谐振电流ir可为流过谐振电感Lr上的电流。

在具体实施时，每一路谐振变换器包括两个谐振单元140，其中一谐振单元连接在所述第一开关单元110与所述第一绕组Lp之间和连接在所述第二开关单元120与所述第二绕组Ls之间中的一者；则另一谐振单元连接在所述第一开关单元110与所述第一绕组Lp之间和连接在所述第二开关单元120与所述第二绕组Ls之间中的另一者。

第一开关单元110和第二开关单元120中的开关管可实施为MOSFET、GaN和SiC等半导体器件中的任一者。

在实际实施时，在一实施例中，控制器200执行：

S1：接收每一路谐振变换器内谐振单元140输出的谐振电流ir；

S2：计算多路谐振电流的平均值，以及每一路谐振电流与谐振电流的平均值的电流差值；

S3：判断每一路谐振电流是否小于谐振电流的平均值，或判断所述电流差值否小于零，若是，则进入步骤S4；

S4：计算谐振电流小于谐振电流的平均值或所述电流差值小于零的谐振变换器的谐振电流与谐振电流的平均值的比值，根据所述比值确定谐振变换器需要增加的增益值；

S5：根据多路交错并联谐振变换器的工作频率和所述需要增加的增益值查表格获得所述第一移相角；

S6：将所述第一移相角叠加至谐振变换器的输出侧内的开关单元的开关管的控制信号，使得谐振变换器的输出侧内的开关单元的开关管的控制信号移相至与输入侧内的开关单元的开关管重叠导通所述第一移相角。

如此，电流设定值为谐振电流的平均值或零。当谐振电流小于谐振电流的平均值，或谐振电流与谐振电流的平均值的电流差值小于零，则说明该路电流需要抬高以实现多路谐振变换器的均流。并且根据谐振电流与谐振电流的平均值的比值确定谐振变换器需要增加的增益值，以此确定第一移相角的大小，使得控制更加精准，且控制简单。

在实际实施时，控制器200还获得谐振变换器的工作频率，控制器200根据谐振变换器的工作频率和所述需要增加的增益值通过查表格获得第一移相角θ1。

然后将查表格获得的第一移相角θ1叠加至谐振变换器的输出侧内的开关单元的开关管的控制信号，使得谐振变换器的输出侧内的开关单元的开关管的控制信号移相至与输入侧内的开关单元的开关管重叠导通所述第一移相角θ1，而可实现抬高该路的电流值。

在实际实施时，所述表格通过对多路交错并联谐振变换器开环测试获得，也即在不同开关频率下，施加不同大小的第一移相角θ1，测试谐振变换器的增益，而通过有限次的实验获得谐振变换器的工作频率、需要增加的增益值和第一移相角θ1的表格。

上述的控制器200可实施为一数字控制器，如DSP、MCU等。上述的控制方法由控制器200编程实现，因此本申请的方案无需改变硬件电路，成本低，操作简单。

尽管已经详细描述了本公开的实施例及其优点，但是应当理解，在不背离所附权利要求限定的本公开的精神和范围的情况下，可以在本文中进行各种改变、替换和变更。

此外，本申请的说明书中描述的过程、机器、制造、物质组成、装置、方法和步骤仅为特定实施例。正如本领域普通技术人员从本公开的公开内容中容易理解的那样，执行基本相同的功能的过程、机器、制造、物质组合物、手段、方法或步骤，目前存在或以后将被开发或实现与根据本公开可利用本文描述的相应实施例基本相同的结果。因此，所附权利要求旨在将这些过程、机器、制造、物质组成、装置、方法或步骤包括在它们的范围内。