基于微功率能量收集的CT感应取电电源

技术领域

本发明属于电源技术领域。

背景技术

随着配电网智能化水平进一步提升，大量的分布式智能传感器被安装到10kV配电线路上，用于配电线路正常运行负荷监测以及故障区段定位等。CT感应取电电源为配电线路监测传感器提供持续稳定的电能，其可靠性很大程度上决定了传感器在线运行时间。

CT感应取电电源的关键技术难点在于需要适应宽变化范围的线路电流，尤其在小电流工况下，输出功率不足，而在大电流工况下，CT磁芯易饱和。性能优良的CT取电电源依赖于优化设计的电磁耦合部分和电源管理电路。为防止CT饱和又便于安装，一般采用开合式磁芯结构。但是，存在气隙会降低CT输出功率，不利于小电流工况下能量收集。取电CT电磁耦合部分优化设计方法已较为成熟，已公布的文献资料充分考虑了电流连续和断续情况下CT输出功率，以及磁饱和影响因素等。电源管理电路负责功率控制与变换，并提供传感器正常工作所需的电压和功率。目前，市面上配电线路智能传感器的取电电源设计原则是让整流滤波输出较高电压，以便于CT输出较大功率和降压稳压处理。该方式存在如下不足：满足传感器正常工作的最小线路电流一般为5A左右，这限制了更小电流应用场合；线路电流实时变化，CT并未一直工作在最大功率点，所以电源整体效率较低；在大电流工况下，虽然在直流侧配置了泄能通道，但在收集能量时，泄能通道关闭，CT容易磁饱和，造成磁芯发热，加速线圈老化。

发明内容

本发明的目的是利用微功率能量收集，实现高效率，更低启动电流，使传感器始终工作在非饱和区，有利于延长传感器工作寿命的基于微功率能量收集的CT感应取电电源。

本发明包括取电CT、副边并联匹配电容即陶瓷电容C1、二极管整流限幅电路、过压保护MOS管即NMOS管、超低功耗升压DC-DC电路和超级电容充放电管理；取电CT副边并联匹配电容，并与二极管整流桥交流端口连接；整流桥直流端口并联有二极管限幅电路、过压保护MOS管和超低功耗升压DC-DC电路输入端口；升压DC-DC输出通过负载开关向超级电容SC1充电，超级电容SC1输出分出两个负载开关支路，分别向负载供电和超级电容SC2充电；负载开关由电压滞回比较器构成的超级电容充电电管理控制；电路连接关系是：

开合式取电CT穿过电流为

取电CT二次侧线圈匝数为

陶瓷电容C1与肖特基二极管整流桥VD1交流端口并联；

VD1输出直流正极与端子

D1、D2、D3为整流二极管，D1阳极与端子

NMOS管Q1的漏极与端子

陶瓷电容C2一端连接端子

LS1、LS2、LS3为具有抑制反向电流的集成负载开关芯片，U1、U2、U3、U4为相同结构的滞回电压比较器模块；LDO为低压差线性降压稳压芯片；

LS1的引脚Vin连接端子

超级电容SC1的正极连接端子

LS3的引脚Vin连接端子

超级电容SC2的正极连接端子

LS2的引脚Vin连接端子

LDO的引脚Vin连接LS2的引脚Vout，LDO的引脚Vout连接3.3V电源端子，LDO的引脚GND接地；

升压DC-DC模块采用BQ25505芯片；

电感L1一端连接端子

滞回电压比较器模块电路由集成参考电压的电压比较器TLV3012和反相器SN74LVC1G04组成；

TLV3012的电源正极引脚V+连接模块输入端子Vin，电源负极V-引脚接地；电阻Ra1的一端连接引脚V+，另一端连接反相输入引脚IN-；电阻Ra2的一端连接反相输入引脚IN-，另一端接地；电阻Rb1的一端连接参考电压引脚Vref，另一端连接同相输入引脚IN+；电阻Rb2的一端连接同相输入引脚IN+，另一端接地；TLV3012的输出引脚Vo连接到反相器的输入引脚A，反相器的输出引脚Y连接到模块输出端子Vo1。

本发明副边并联匹配电容的取值为：

其中，

本发明二极管限幅电路为3个整流二极管串联而成，限制DC-DC输入电压在2V内，同时使CT工作在非饱和区。

本发明超低功耗升压DC-DC内部集成了固定电压方式的最大功率点跟踪控制和冷启动控制，实现在输入电压≥0.1V时能够高效率的收集微功率能量。

本发明超级电容充放电管理采用电压滞回比较器驱动负载开关和过压，按梯级设置电压动作阈值上下限，实现泵电法对超级电容SC1快速充电，为负载提供充足的功率，将富余能量存储到SC2和过压保护。

本发明CT感应取电电源所用的集成IC芯片为低功耗器件。

本发明通过副边并联匹配电容，低功耗升压DC-DC和泵电法，实现更低电流工况下微功率能量收集。通过二极管整流限幅环节，将CT副边电压钳制在±3V内，保证整个工作电流范围内CT处于非饱和区域，避免大电流工况下取电CT磁芯饱和发热，提高了取电CT的可靠性。本发明的CT取电电源以微功率模式收集能量，所需的电子器件功率小，体积小，易于模块化，集成到智能传感器中。

附图说明

图1是本发明CT取电电源的电路原理图；

图2是副边并联电容的取电CT等效电路图；

图3是超低功耗升压DC-DC芯片BQ25505的原理框图；

图4a是滞回电压比较器模块电路图；

图4b是滞回动作特性图；

图5a是泵电模式下线路电流、C3电压和SC1电压的第1组波形图；

图5b是泵电模式下线路电流、C3电压和SC1电压的第2组波形图；

图5c是连续充电模式下线路电流、C3电压和SC1电压的第1组波形图；

图5d是连续充电模式下线路电流、C3电压和SC1电压的第2组波形图。

具体实施方式

本发明包括取电CT、副边并联匹配电容即陶瓷电容C1、二极管整流限幅电路、过压保护MOS管即NMOS管、超低功耗升压DC-DC电路和超级电容充放电管理；取电CT副边并联匹配电容，并与二极管整流桥交流端口连接；整流桥直流端口并联有二极管限幅电路、过压保护MOS管和超低功耗升压DC-DC电路输入端口；升压DC-DC输出通过负载开关向超级电容SC1充电，超级电容SC1输出分出两个负载开关支路，分别向负载供电和超级电容SC2充电；负载开关由电压滞回比较器构成的超级电容充电电管理控制；电路连接关系是：

开合式取电CT穿过电流为

取电CT二次侧线圈匝数为

陶瓷电容C1与肖特基二极管整流桥VD1交流端口并联；

VD1输出直流正极与端子

D1、D2、D3为整流二极管，D1阳极与端子

NMOS管Q1的漏极与端子

陶瓷电容C2一端连接端子

LS1、LS2、LS3为具有抑制反向电流的集成负载开关芯片，U1、U2、U3、U4为相同结构的滞回电压比较器模块；LDO为低压差线性降压稳压芯片；

LS1的引脚Vin连接端子

超级电容SC1的正极连接端子

LS3的引脚Vin连接端子

超级电容SC2的正极连接端子

LS2的引脚Vin连接端子

LDO的引脚Vin连接LS2的引脚Vout，LDO的引脚Vout连接3.3V电源端子，LDO的引脚GND接地。

升压DC-DC模块采用超低功耗、高效率的BQ25505芯片。

电感L1一端连接端子

滞回电压比较器模块电路由集成参考电压的电压比较器TLV3012和反相器SN74LVC1G04组成。

TLV3012的电源正极引脚V+连接模块输入端子Vin，电源负极引脚V-接地。电阻Ra1的一端连接引脚V+，另一端连接反相输入引脚IN-；电阻Ra2的一端连接反相输入引脚IN-，另一端接地。电阻Rb1的一端连接参考电压引脚Vref，另一端连接同相输入引脚IN+；电阻Rb2的一端连接同相输入引脚IN+，另一端接地。TLV3012的输出引脚Vo连接到反相器的输入引脚A，反相器的输出引脚Y连接到模块输出端子Vo1。

本发明电路各部分功能：

开合式取电CT穿过载流流线路，通过电磁感应收集电能。

电容C1为匹配电容，与取电CT的等效励磁电感匹配，减小了励磁支路分流，从而提高了在小电流工况下CT输出功率。

肖特基二极管整流桥VD1和整流二极管D1~D3组成二极管整流限幅电路，将升压DC-DC模块输入电压限制在2V。限幅二极管不仅作为升压DC-DC模块的输入保护，而且将CT二次侧线圈电压钳制到±3V内，保证在大电流工况下CT仍然工作在非饱和区。

MOS管Q1与滞回电压比较器U4构成超级电容过压保护电路。当SC1电压超过上限阈值V3_ov_th1时，U4输出高电平，Q1导通，DC-DC模块输入被短路，停止能量收集；当SC1电压低于下限阈值V3_ov_th2时，U4输出低电平，Q1关断，恢复能量收集。

升压DC-DC模块通过最大功率跟踪控制、冷启动控制和超低功耗管理，实现在输入电压0.1V~2V范围内进行微功率能量收集，将能量快速存储在小储能电容C3上，以及限制电容C3的电压不超过5.1V。

负载开关LS1与滞回电压比较器U1构成超级电容SC1的充电控制电路。当SC1电压低于阈值V2_sc1_th2时，SC1为泵电模式充电，也就是当C3电压高于上限阈值V2_sc2_th1时，U1输出高电平，LS1导通，C3向SC1放电，直到C3电压低于下限阈值V3_sc1_th2，U1输出低电平，LS1关断，从而实现将小储能电容C3上的部分能量快速转移到超级电容SC1上，同时避免C3的电压低于1.8V而频繁引起BQ25505冷启动。当SC1电压大于阈值V2_sc1_th2时，LS1保持导通，进入连续充电模式。

负载开关LS2与滞回电压比较器U2构成负载供电控制电路。当SC1电压高于上限阈值V3_load_th1时，U2输出高电平，LS2导通，SC1向负载供电；当SC1电压低于下限阈值V3_load_th2时，U2输出低电平，LS2关断，停止向负载供电。

负载开关LS3、滞回电压比较器U3与D4构成SC2充放电控制电路。当SC1电压高于上限阈值V3_sc2_th1时，U3输出高电平，LS3导通，SC1向SC2放电，直到SC1电压低于下限阈值V3_sc2_th2，U3输出低电平，LS3关断。当SC1电压低于SC2时，SC2通过D4向SC1放电。

本发明副边并联匹配电容的取值为：

其中，

本发明二极管限幅电路为3个整流二极管串联而成，限制DC-DC输入电压在2V内，同时使CT工作在非饱和区。

本发明超低功耗升压DC-DC内部集成了固定电压方式的最大功率点跟踪控制和冷启动控制，实现在输入电压≥0.1V时能够高效率的收集微功率能量。

本发明超级电容充放电管理采用电压滞回比较器驱动负载开关和过压，按梯级设置电压动作阈值上下限，实现泵电法对超级电容SC1快速充电，为负载提供充足的功率，将富余能量存储到SC2和过压保护。

本发明CT感应取电电源所用的集成IC芯片为低功耗器件。

本发明包括取电CT，副边并联匹配电容，整流限幅电路，过压保护电路，超低功耗升压DC-DC电路和超级电容充放电管理。

所述的取电CT为开合式CT；所述的副边并联匹配电容连接在取电CT的副边；所述的整流限幅电路中，二极管整流桥交流侧连接在CT的副边，二极管限幅环节连接在直流侧；所述过压保护电路为一个MOS管并联在整流桥直流侧；所述的超低功耗升压DC-DC的输入与整流桥直流侧连接，升压DC-DC的输出连接一个小储能电容；所述的超级电容充放电管理包含4个功率路径控制，升压DC-DC输出通过负载开关与超级电容SC1相连，超级电容SC1输出分出两个负载开关支路，一路与超级电容SC2相连，另一路与负载线性降压稳压器LDO相连，最后一个功率路径为前述的过压保护电路。

所述的超级电容充放电管理依赖4组电压监视电路，负责监视升压DC-DC的输出电压和超级电容SC1的电压，输出4路驱动信号分别连接到负载开关和过压保护MOS管的门极。

所述的副边并联匹配电容取值为：

其中，

所述的超级电容SC1的容值选择应满足传感器正常工作的最小储能电容。

所述的超级电容SC2的容值选择应考虑传感器的续航时间。

本发明的另一目的在于提供一种上述取电电源电路的控制方法，具体如下：

CT副边并联电容与CT等效励磁电感匹配，减小了励磁支路分流，进而提高了在小电流工况下CT输出功率。通过二极管整流限幅电路，将DC-DC输入直流电压限制在2V。限幅二极管不仅起到泄放富余的能量，而且将CT副边电压钳制到±3V内，保证在大电流工况下CT仍然工作在非饱和区。

超低功耗升压DC-DC内置最大功率点跟踪算法，可在输入电压范围0.1~2V内进行微功率能量收集，将能量快速存储在一个几十~几百μF的小储能电容上，它的电压V2不超过5V。

超级电容充放电控制的4组电压监视电路均采用低功耗的滞回电压比较器。第1组监视电路监视小储能电容电压V2，当V2上升到上限V2_sc1_th1，负载开关打开，直到V2下降到下限V2_sc1_th2，关闭负并载开关，实现将小储能电容上的部分能量快速转移到超级电容SC1上，这一方法称为泵电法。随着SC1的电压V3缓慢上升，后面设置3个梯级进行能量分配。其中，第1梯级进行负载供电；满足负载供电后，若V3继续上升，达到第2梯级，进行超级电容SC2储能；SC1和SC2充电达到第3梯级，使能超级电容过压保护，防止过充。负载支路滞回动作阈值上限为V3_load_th1和下限V3_load_th2；超级电容支路SC2滞回动作阈值上限为V3_sc2_th1和下限V3_load_th2；超级电容过压保护滞回动作阈值上限为V3_ov_th1和下限V3_ov_th2。这些动作阈值满足：V3_load_th2＜V3_load_th1＜V3_sc2_th1＜V3_sc2_th2＜V3_ov_th2＜V3_ov_th1。

如图1所示，本发明实施例的CT取电电源电路包括取电CT，副边并联匹配电容，二极管整流限幅电路，过压保护电路，超低功耗升压DC-DC电路和超级电容充放电管理。取电CT由开气隙的坡莫合金磁环和取电线圈组成。在取电CT的副边并联匹配电容C1，减小了励磁电流分流。二极管整流桥VD1交流侧与C1并联，直流侧与二极管限幅电路、过压保护MOS管Q1并联。其中，整流桥VD1采用肖特基二极管，使前向导通压降不超过0.7V；限幅电路为3个整流二极管D1、D2、D3串联而成,限制整流侧输出电压不超过2V。超低功耗升压DC-DC在输入电压0.1~2V范围内进行微功率能量收集，将能量快速存储在一个几十~几百μF的小电容C3上。超级电容充放电管理进一步通过4路滞回控制对应的功率路径，实现超级电容储能、负载供电与过压保护功能。

取电CT的原边一般为1匝，副边为N2匝，若原边电流

本发明实施例中升压DC-DC采用超低功耗、高效率的BQ25505芯片，其原理框图如图3所示。BQ25505的冷启动输入电压V1≥0.6V时，会快速将小储能电容C3从0充电到1.8V。只要电容C3的电压V2维持1.8V以上，输入电压V1≥0.1V便可以收集能量。进一步的，BQ25505内部集成了固定电压方式的最大功率点跟踪（MPPT）控制。结合CT特性曲线，通过电阻Roc1和Roc2设置参考电压点Vref_SAMP与开路电压Vin_DC(oc）之比。为防止电容C3过充，BQ25505内部集成过压保护，通过电阻Rov1和Rov2设置过压阈值VBAT_OV。

MPPT参考电压点Vref_SAMP和过压阈值VBAT_OV计算分别为：

如图4所示为本发明实施例中的负载开关及其滞回控制与动作特性。滞回电压比较器采用内部集成电压参考的低功耗比较器TLV3012，输入电压Vi通过分压网络Ra1和Ra2的中点连接到反相端，反馈网络Rb1和Rb2的中点连接同相输入端，Rb1的另一端连接比较器输出的1.242V参考电压Vref，Rb2的另一端连接比较器输出Vo。比较器输出Vo通过非门输出Vo1,最后得到Vo1-Vi动作特性如图4b所示，并驱动低功耗负载开关RT9701的使能端EN（高电平有效）。负载开关RT9701具有阻断反向电流和限流功能，确保各功率路径的可靠性。

滞回电压比较器的动作阈值上限Vth1和下限Vth2计算分别如下：

进一步的，设置滞回电压比较器1的动作阈值V2_sc1_th1和V2_sc1_th2，通过驱动负载开关LS1，实现将小储能电容C3上的一部分能量快速转移到超级电容SC1上，同时避免C3的电压低于1.8V而频繁引起BQ25505冷启动。

进一步的，设置滞回电压比较器2的动作阈值V3_load_th1和V3_load_th2，通过驱动负载开关LS2向负载供电，并保证超级电容SC1所存储的能量可以满足负载正常工作的电压和功率要求。

进一步的，设置滞回电压比较器3的动作阈值V3_sc2_th1和V3_sc2_th2，通过驱动负载开关LS3，实现超级电容SC2的充电控制，提高取电电源的续航能力。超级电容SC2通过肖特基二极管D4进行放电。

进一步的，设置滞回电压比较器4的动作阈值V3_ov_th1和V3_ov_th2，通过驱动过压保护MOS管Q1，实现超级电容的过压保护。

根据上述步骤，所设计的CT取电电源能够在小电流下进行微功率能量收集；通过二极管整流限幅电路钳制CT副边电压在±3V内，使CT工作在非饱和区；通过能量梯级管理，缩短了超级电容充电时间，并向负载供给充足的功率。

本发明的一个具体实施例中，取电CT副边匝数N2为300，副边并联匹配电容C1=10μF，超级电容SC1为0.22F/5.5V。BQ25505应用电路中，输入电容C2=47μF，输出电容C3=220μF；选取Roc1=3MΩ和Roc2=18MΩ，则参考电压点为开路电压的85.7%；选取Rov1=1.8MΩ和Rov2=1MΩ，则过压动作阈值VBAT_OV为5.08V。表1为4路滞回电压比较器的电阻取值以及动作阈值。

表1 滞回电压比较器的电阻取值及动作阈值

如图5所示为采用上述参数的CT取电电源在原边电流i1约为1.5A时，示波器记录的4组CT原边电流i1、小储能电容C3的电压V2和超级电容SC1的电压V3的波形。图5a中电压V2波形呈现锯齿波状，表明了在V3低于3.34V时，以泵电模式对SC1充电，V2在滞回区间3.34V~3.81V往复变化。从图5a过渡到图5b用时6min，电压V3由2.24V升高到3.37V。如图5c所示V2和V3电压波形重合，V3达到3.5V，此时由BQ25505直接对SC1充电。图5c和图5d表明V3从3.5V进一步升高到4.08V用时4min。综上所述，本发明实施例的CT取电电源能够在原边电流为1.5A情况下进行微功率能量快速收集，为低功耗分布式传感器工作提供稳定的电源，有效拓宽了CT取电电源的工作电流范围。