切换式相移器

技术领域

本公开涉及一种相移器，特别一种切换式相移器。

背景技术

由于科技的进步，通信技术的发展也日新月异；第五代移动通信技术(5thgeneration mobile networks)能有效地提高数据传输速率、减少延迟、节省能源、降低成本及提高系统容量，故已成为了世界各国争相发展的主流通信技术。第五代移动通信技术主要应用于低频(低于6GHz)及毫米波频带，而相位阵列系统则是毫米波频带应用中的重要技术之一。

相移器为相位阵列系统中的重要元件，因此相移器的设计对相位阵列系统的波束成形能力有很大的影响。第五代移动通信技术的应用频带可能包含28GHz及39GHz等等；然而，相移器有带宽的限制，使相移器在某些频带的特性不佳，因此也影响了相位阵列系统的波束成形能力。

相移器的特性可以通过均方根相位误差(RSM phase error)及均方根增益误差(RMS gain error)来进行评估。一般而言，4bit的切换式相移器需要4个不同角度的相移单元，通过切换这些相移单元的On/Off状态就可以形成16种不同的相位状态。当操作频率离中心频率愈远，相移器的均方根相位误差及均方根增益误差愈大，故相移器无法在多个频带达到良好的特性。

因此，如何提出一种相移器，能够有效改善现有相移器的各种限制，已成为一个刻不容缓的问题。

发明内容

根据本公开的实施例，提出一种切换式相移器，其可包含至少一相移单元，相移单元可包含二个半电路及连接这些半电路并接收控制信号的第一开关。各个半电路可包含第一可变电容、第二可变电容、第二开关及可变电感。第一可变电容的第一端可与半电路的输入端连接，第一可变电容的第二端可与半电路的控制端连接。第二可变电容的第一端可与半电路的输出端连接，第二可变电容的第二端可与半电路的控制端连接。第二开关的第一端可与半电路的输出端连接，第二开关的第二端可与半电路的输入端连接，而第二开关的第三端可与半电路的控制端连接，并可接收控制信号。可变电感的第一端及第二端可分别与半电路的输入端及输出端连接。

为了对本公开的内容有更佳的了解，下文特举实施例，并配合附图以详细说明。

附图说明

图1为本公开的第一实施例的切换式相移器的相移单元的电路图。

图2为本公开的第一实施例的切换式相移器的相移单元的半电路的简化的等效电路图。

图3及图4为本公开的第一实施例的切换式相移器的相移单元的运作示意图。

图5为本公开的第二实施例的切换式相移器的相移单元的电路图。

图6为本公开的第二实施例的切换式相移器的可变电容的模拟结果图。

图7A为本公开的第二实施例的切换式相移器的可变电感的俯视图。

图7B为本公开的第二实施例的切换式相移器的可变电感的侧视图。

图7C为本公开的第二实施例的切换式相移器的可变电感的模拟结果图。

图8及图9为本公开的第二实施例的切换式相移器的相移单元的运作示意图。

图10A为本公开的第二实施例的切换式相移器(相位延迟＝11.25°)的反射损失模拟结果图。

图10B为本公开的第二实施例的切换式相移器(相位延迟＝11.25°)的插入损耗模拟结果图。

图10C为本公开的第二实施例的切换式相移器(相位延迟＝11.25°)的相对相位模拟结果图。

图11A为本公开的第二实施例的切换式相移器(相位延迟＝45°)的反射损失模拟结果图。

图11B为本公开的第二实施例的切换式相移器(相位延迟＝45°)的插入损耗模拟结果图。

图11C为本公开的第二实施例的切换式相移器(相位延迟＝45°)的相对相位模拟结果图。

图12为本公开的第三实施例的5-bit切换式相移器的相移单元的电路图。

图13A为本公开的第三实施例的切换式相移器的均方根增益误差模拟结果图。

图13B为本公开的第三实施例的切换式相移器的均方根相位误差模拟结果图。

图13C为本公开的第三实施例的切换式相移器的均方根相位误差模拟结果图。

图13D为本公开的第三实施例的切换式相移器的均方根增益误差模拟结果图。

【符号说明】

1、2、3切换式相移器 T4第四晶体管

11、21、31-1～31-4、32相移单元 Lw绕线电感

H1、H2半电路 G栅状金属结构

Nc控制端 g1框架

Ni输入端 g2栅状结构

No输出端 P开口

M1第一开关 L电感

M2第二开关 R电阻

Vc1第一可变电容 Si、Si’输入信号

C1第一电容 Si、So’输出信号

T1第一晶体管

Vc2第二可变电容 Vg、Va控制信号

C2第二电容 Vt电感控制信号

T2第二晶体管 Vs电容控制信号

VL可变电感 B1第一频带

T3第三晶体管 B2第二频带

具体实施方式

以下将参照相关图式，说明依本公开的切换式相移器的实施例，为了清楚与方便附图说明之故，附图中的各部件在尺寸与比例上可能会被夸大或缩小地呈现。在以下描述和/或权利要求书中，当提及元件“连接”或“耦合”至另一元件时，其可直接连接或耦合至该另一元件或可存在介入元件；而当提及元件“直接连接”或“直接耦合”至另一元件时，不存在介入元件，用于描述元件或层之间的关系的其他字词应以相同方式解释。为使便于理解，下述实施例中的相同元件以相同的符号标示来说明。

请参阅图1，其为本公开的第一实施例的切换式相移器的相移单元的电路图。如图所示，切换式相移器1包含至少一相移单元11。

相移单元11包含二个半电路H1、H2及第一开关M1。这些半电路H1、H2与第一开关M1连接。相移单元11为一差动电路；半电路H1的输入信号Si的振幅与半电路H2的输入信号Si’的振幅相同；半电路H1的输入信号Si的相位与半电路H2的输入信号Si’的相位相反。在本实施例中，第一开关M1可为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)；第一开关M1的第一端(漏极)与半电路H1的控制端Nc连接，第一开关M1的第二端(源极)与半电路H2的控制端Nc连接；第一开关M1的第三端(栅极)与控制信号源之间具有电阻R，且第一开关M1的第三端接收由控制信号源发送的控制信号

半电路H1包含第一可变电容Vc1、第二可变电容Vc2、第二开关M2、可变电感VL及二个电感L。在一实施例中，第一可变电容Vc1及第二可变电容Vc2可为晶体管电容(moscap)、变容二极管(varactor)或其它各种可变电容。在一实施例中，可变电感VL可为切换路径类型可变电感、变压器类型可变电感和微电子机械系统(MEMS)类型可变电感或其它类似的元件。

第一可变电容Vc1的第一端与半电路H1的输入端Ni连接，第一可变电容Vc1的第二端与半电路H1的控制端Nc连接。

第二可变电容Vc2的第一端与半电路H1的输出端No连接，第二可变电容Vc2的第二端可与半电路H1的控制端Nc连接。

在本实施例中，第二开关M2可为金属氧化物半导体场效应晶体管；第二开关M2的第一端(漏极)与半电路H1的输出端No连接，第二开关M2的第二端(源极)与半电路H1的输入端Ni连接，第二开关M2的第三端与半电路H1的控制端Nc连接；第二开关M2的第三端与控制信号源之间具有电阻R，且第二开关M2的第三端接收由控制信号源发送的控制信号Vg；在另一实施例中，第二开关M2的第一端可以是源极，而第二开关M2的第二端可以是漏极。

可变电感VL的第一端与半电路H1的输入端Ni连接，而可变电感VL的第二端与半电路H1的输出端No连接。

这些电感L分别与半电路H1的输入端Ni及半电路H1的输出端No连接，使半电路H1的二端能达到阻抗匹配。

请参阅图2，其为本公开的第一实施例的切换式相移器的相移单元的半电路的简化的等效电路图(此简化的等效电路图不包含图1的二个电感L)。如图所示，半电路H1的传输系数的相位项可由下式(1)表示：

|∠S21|＝Ф...................................................(1)

其中，S21表示半电路H1的传输系数；Φ表示目标相位差。

半电路H1的输入端Ni及输出端No达到阻抗匹配的条件可由下式(2)表示：

S11＝S22＝0.......................................................(2)

其中，S11表示半电路H1的输入端Ni的反射系数；S22表示半电路H1的输出端No的反射系数。

根据式(1)及式(2)，可变电感VL的电感值可由下式(3)表示：

L＝Z

第一可变电容Vc1及第二可变电容Vc2的电容值可由下式(4)表示：

C1＝C2＝tan|Ф/2|/ω

其中，L表示可变电感VL的电感值；C1表示第一可变电容Vc1的电容值；C2表示第二可变电容Vc2的电容值；Z

因此，相移单元11的特性及相位延迟通过调整第一可变电容Vc1、第二可变电容Vc2及可变电感VL改变，使相移单元11的特性能符合数个频带且能达到所欲达到的相位延迟，如下表(1)所示：

通过上述的机制，相移单元11即使在不同的频带也能达到相同的相位延迟，且可在二个不同的频率之间做调整，因此切换式相移器1在上述两种频带都能够达到良好的特性。

请参阅图3及图4，其为本公开的第一实施例的切换式相移器的相移单元的运作示意图。如图3所示，当控制信号

如图4所示，当控制信号

由上述可知，可通过控制信号

当然，上述仅为举例，切换式相移器1的电路结构及各元件之间的协同关系均可依实际需求变化，本公开并不以此为限。

请参阅图5，其为本公开的第二实施例的切换式相移器的相移单元的电路图。如图所示，切换式相移器2包含至少一相移单元21。

相移单元21包含二个半电路H1、H2及第一开关M1。这些半电路H1、H2与第一开关M1连接。相移单元21为一差动电路；半电路H1的输入信号Si的振幅与半电路H2的输入信号Si’的振幅相同；半电路H1的输入信号Si的相位与半电路H2的输入信号Si’的相位相反。第一开关M1为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)；在本实施例中，第一开关M1的漏极与半电路H1的控制端Nc连接，第一开关M1的源极与半电路H2的控制端Nc连接；第一开关M1的栅极与控制信号源之间具有电阻R，且第一开关M1的栅极接收由控制信号源发送的控制信号

半电路H1可包含第一可变电容Vc1、第二可变电容Vc2、第二开关M2及可变电感VL。

第一可变电容Vc1包含第一电容C1、第一晶体管T1以及电阻R；在本实施中，第一晶体管T1可以为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。第一电容C1的第一端与半电路H1的输入端Ni连接，而第一电容C1的第二端与第一晶体管T1的漏极连接，使得第一电容C1与第一晶体管T1能够呈现串联的状态。第一晶体管T1的源极与半电路H1的控制端Nc连接；第一晶体管T1的栅极与电容控制信号源之间具有电阻R，第一晶体管T1的栅极接收由电容控制信号源发送的电容控制信号Vs。

第二可变电容Vc2包含第二电容C2、第二晶体管T2以及电阻R；在本实施中，第二晶体管T2可为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)；在另一实施例中，第二晶体管T2也可以为接面场效晶体管(JFET)或其它类似的元件。第二电容C2的第一端与半电路H1的输出端No连接，而第二电容C2的第二端则与第二晶体管T2的漏极连接，使得第二电容C2与第二晶体管T2呈现串联的状态。第二晶体管T2的源极与半电路H1的控制端Nc连接；第二晶体管T2的栅极与电容控制信号源之间具有电阻R，第二晶体管T2的栅极接收由电容控制信号源发送的电容控制信号Vs。

请参阅图6，其为本公开的第二实施例的切换式相移器的可变电容的模拟结果图。电容控制信号Vs能控制第一晶体管T1的导通与切断，以调整第一晶体管T1与第一电容C1的等效电容，以调整第一可变电容Vc1的电容值。如图6所示，其中横轴表示频率，而纵轴表示电容值；第一电容C1的电容值为22fF，而第一晶体管T1的总宽度为24um；图6表示在不同电容控制信号Vs下，第一可变电容Vc1在不同的频率下的电容值。第二可变电容Vc2的电容值也通过相同的机制调整。

如图5所示，在本实施例中，第二开关M2可为金属氧化物半导体场效应晶体管；第二开关M2的漏极与半电路H1的输出端No连接，第二开关M2的源极与半电路H1的输入端Ni连接，第二开关M2的栅极与半电路H1的控制端Nc连接；第二开关M2的栅极与控制信号源之间具有电阻R，且第二开关M2的栅极接收由控制信号源发送的控制信号Vg。在另一实施例中，第二开关M2的源极与半电路H1的输出端No连接，第二开关M2的漏极与半电路H1的输入端Ni连接，第二开关M2的栅极与半电路H1的控制端Nc连接，并接收由控制信号源发送的控制信号Vg。

这些电感L分别与半电路H1的输入端Ni及半电路H1的输出端No连接，使半电路H1的二端能达到阻抗匹配。

可变电感VL包含绕线电感Lw、第三晶体管T3以及栅状金属结构G。第三晶体管T3与栅状金属结构G连接，而绕线电感Lw设置于栅状金属结构G之上。

请参阅图7A、图7B及图7C，其为本公开的第二实施例的切换式相移器的可变电感的俯视图、侧视图及模拟结果图。如图7A所示，栅状金属结构G包含框架g1以及栅状结构g2，且栅状结构g2设置于框架g1之内。框架g1包含开口P，而第三晶体管T3的源极与框架g1邻近于开口P的一端连接，而第三晶体管T3的漏极与框架g1邻近于开口P的另一端连接，而第三晶体管T3的栅极则接收由电感控制信号源发送的电感控制信号Vt。

如图7B所示，绕线电感Lw与栅状金属结构G之间具有一空间。如图5所示，绕线电感Lw的第一端与半电路H1的输入端Ni连接，而绕线电感Lw的第二端与半电路H1的输出端No连接。

通过上述的设计，电感控制信号Vt能控制第三晶体管T3导通与切断，使第三晶体管T3与栅状金属结构G呈开路状态或形成回路。根据冷次定律，当第三晶体管T3与栅状金属结构G形成回路时，信号经过绕线电感Lw会产生磁场，栅状金属结构G则因为磁通量的改变而产生涡电流，其也会产生磁场以抗拒磁通量的改变；在不同磁场的交互作用下即能够改变可变电感VL的等效电感值。如图7C所示，其中横轴表示频率，而纵轴表示电感值；绕线电感Lw的宽度约为8um，而绕线电感Lw的长度约为240um；图7C表示在不同电感控制信号Vt下，可变电感VL在不同的频率下的电感值。半电路H2的各元件的功能及这些元件的协同关系与半电路H1相似，故不在此多加赘述。

请参阅图8及图9，其为本公开的第二实施例的切换式相移器的相移单元的运作示意图。如图8所示，当控制信号

如图9所示，当控制信号

由上述可知，控制信号

当然，上述仅为举例，切换式相移器2的电路结构及各元件之间的协同关系均可依实际需求变化，本公开并不以此为限。

请参阅图10A、图10B及图10C，其为本公开的第二实施例的切换式相移器(相位延迟＝11.25°)的反射损失模拟结果图、插入损耗模拟结果图及相对相位模拟结果图。图10A表示当切换式相移器2的相位延迟为11.25°时，切换式相移器2在不同频带各个状态下的输入反射损失(Input return loss)及输出反射损失(Output return loss)；其中横轴表示频率，而纵轴表示反射损失。由图10A可看出，切换式相移器2在第一频带B1(27～29GHz)及第二频带B2(38～40GHz)的反射损失均小于-20dB。

图10B表示当切换式相移器2的相位延迟为11.25°时，切换式相移器2在不同频带下的插入损耗(Insertion loss)；其中横轴表示频率，而纵轴表示插入损耗；当Vt＝0而Vs＝2时，切换式相移器2操作在第一频带B1(27～29GHz)；当Vt＝2而Vs＝0时，切换式相移器2操作在第二频带B2(38～40GHz)。由图10B可看出，切换式相移器2在第一频带B1(27～29GHz)及第二频带B2(38～40GHz)的损耗变动(Loss variation)均小于0.5dB。

图10C表示当切换式相移器2的相位延迟为11.25°时，切换式相移器2在不同频带下的相对相位(Relative phase)；其中横轴表示频率，而纵轴表示相对相位；当Vt＝0而Vs＝2时，切换式相移器2操作在第一频带B1(27～29GHz)；当Vt＝2而Vs＝0时，切换式相移器2操作在第二频带B2(38～40GHz)。由图10C可看出，切换式相移器2在第一频带B1(27～29GHz)及第二频带B2(38～40GHz)的相对相位均非常接近11.25°；故切换式相移器2的相位误差确实能大幅降低。

请参阅图11A、图11B及图11C，其为本公开的第二实施例的切换式相移器(相位延迟＝45°)的反射损失模拟结果图、插入损耗模拟结果图及相对相位模拟结果图。图11A表示当切换式相移器2的相位延迟为45°时，切换式相移器2在不同频带下各个状态的输入反射损失及输出反射损失；其中横轴表示频率，而纵轴表示反射损失。由图11A可看出，切换式相移器2在第一频带B1(27～29GHz)及第二频带B2(38～40GHz)的反射损失均小于-15dB。

图11B表示当切换式相移器2的相位延迟为45°时，切换式相移器2在不同频带下的插入损耗；其中横轴表示频率，而纵轴表示插入损耗；当Vt＝0而Vs＝2时，切换式相移器2操作在第一频带B1(27～29GHz)；当Vt＝2而Vs＝0时，切换式相移器2操作在第二频带B2(38～40GHz)。由图11B可看出，切换式相移器2在第一频带B1(27～29GHz)及第二频带B2(38～40GHz)的损耗变动均小于1dB。

图11C表示当切换式相移器2的相位延迟为45°时，切换式相移器2在不同频带下的相对相位；其中横轴表示频率，而纵轴表示相对相位；当Vt＝0而Vs＝2时，切换式相移器2操作在第一频带B1(27～29GHz)；当Vt＝2而Vs＝0时，切换式相移器2操作在第二频带B2(38～40GHz)。由图11C可看出，切换式相移器2在第一频带B1(27～29GHz)及第二频带B2(38～40GHz)的相对相位均非常接近45°；故切换式相移器2在第一频带B1(27～29GHz)及第二频带B2(38～40GHz)的相位误差确实能大幅降低。由上述可知，切换式相移器2确实能够达到极佳的特性。

值得一提的是，由于现有的相移器有带宽的限制，使现有的相移器在某些频带的特性不佳。相反的，根据本公开的实施例，切换式相移器1的相移单元11的各个半电路H1、H2采用具有可变电容Vc1、Vc2及可变电感VL的低通π型架构来实现相位延迟，且可通过调整可变电容Vc1、Vc2及可变电感VL改变各个相移单元11的特性及相位延迟，使各个相移单元11的特性能符合数个频带且能达到所欲达到的相位延迟，故切换式相移器1在数个频带都能够达到良好的特性。

另外，根据本公开的实施例，切换式相移器2的相移单元21的各个半电路H1、H2采用绕线电感Lw、第三晶体管T3及栅状金属结构G组成的可变电感VL，此可变电感VL能实现极佳的电感调整机制，故能有效地改善切换式相移器2的特性。

此外，根据本公开的实施例，切换式相移器2的相移单元21的各个半电路H1、H2包含分别连接至此半电路H1、H2的输入端Ni及输出端No的电感L，上述的电路结构能够使相移单元21达到适当的阻抗匹配。

再者，根据本公开的实施例，切换式相移器2的电路设计简单且能达到所欲达到的功效，故可在不大幅增加成本的前提下满足第五代移动通信技术的需求，极具商业价值。

请参阅图12，其为本公开的第三实施例的5-bit切换式相移器的相移单元的电路图。如图所示，切换式相移器3为一个5-bit相移器，其包含相移单元31-1、31-2、31-3、31-4、32。其中，相移单元31-1、31-2、31-3、31-4采用第二实施例的电路架构，其相位延迟分别为11.25°、45°、90°及22.5°；而相移单元32为一般常见的180°相移电路，其包含多个晶体管T4及电阻R。

请参阅图13A及图13B，其为本公开的第三实施例的切换式相移器的均方根增益误差模拟结果图以及均方根相位误差模拟结果图。

图13A左边的曲线表示当电感控制信号Vt为低电平及电容控制信号Vs为高电平时，切换式相移器3在不同频带下的均方根增益误差(RMS gain error)；图13A右边的曲线表示当电感控制信号Vt为高电平及电容控制信号Vs为低电平时，切换式相移器3在不同频带下的均方根增益误差。由图13A可看出，切换式相移器3在第一频带B1(27～29GHz)及第二频带B2(38～40GHz)的均方根增益误差均能明显降低。

图13B左边的曲线表示当电感控制信号Vt为低电平及电容控制信号Vs为高电平时，切换式相移器3在不同频带下的均方根相位误差(RMS phase error)；图13B右边的曲线表示当电感控制信号Vt为高电平及电容控制信号Vs为低电平时，切换式相移器3在不同频带下的均方根相位误差。由图13B可看出，切换式相移器3在第一频带B1(27～29GHz)及第二频带B2(38～40GHz)的均方根相位误差也能明显降低。

请参阅图13C及图13D，其为本公开的第三实施例的切换式相移器的均方根相位误差模拟结果图以及均方根增益误差模拟结果图。

图13C的各个曲线表示当电感控制信号Vt及电容控制信号Vs为定值时，5-bit切换式相移器3的32种相位状态在不同频带的均方根相位误差值；例如，图13C最左边的曲线表示当电感控制信号Vt为0V及电容控制信号Vs为2V时，5-bit切换式相移器3的32种相位状态在不同频带的均方根相位误差值。

图13D的各个曲线表示当电感控制信号Vt及电容控制信号Vs为定值时，5-bit切换式相移器3的32种相位状态在不同频带的均方根增益误差值；例如，图13C最左边的曲线表示当电感控制信号Vt为0V及电容控制信号Vs为2V时，5-bit切换式相移器3的32种相位状态在不同频带的均方根增益误差值。

由图13C及图13D可看出，切换式相移器3的操作频率可在一个范围内调整，使切换式相移器3在不同的频带也能达到相同的相位延迟，且在许多频带均能达到极佳的特性。

当然，上述仅为举例，切换式相移器3的电路结构及各元件之间的协同关系均可依实际需求变化，本公开并不以此为限。

综上所述，根据本公开的实施例，切换式相移器1的相移单元11的各个半电路H1、H2采用具有可变电容Vc1、Vc2以及可变电感VL的低通π型架构来实现相位延迟，且可通过调整可变电容Vc1、Vc2及可变电感VL改变各个相移单元11的特性及相位延迟，使各个相移单元11的特性能符合数个频带且能达到所欲达到的相位延迟，故切换式相移器1在数个频带都能够达到良好的特性。

另外，根据本公开的实施例，切换式相移器2的相移单元21的各个半电路H1、H2采用绕线电感Lw、第三晶体管T3及栅状金属结构G组成的可变电感VL，此可变电感VL能实现极佳的电感调整机制，故能有效地改善切换式相移器2的特性。

此外，根据本公开的实施例，切换式相移器2的相移单元21的各个半电路H1、H2包含分别连接至此半电路H1、H2的输入端Ni及输出端No的电感L，上述的电路结构能够使相移单元21达到适当的阻抗匹配。

再者，根据本公开的实施例，切换式相移器2的电路设计简单且能达到所欲达到的功效，故可在不大幅增加成本的前提下满足第五代移动通信技术的需求，极具商业价值。

以上所述仅为举例性而非为限制性。其它任何未脱离本公开的精神与范围，而对其进行的等效修改或变更，均应该包含于所附的权利要求书要求保护的范围中。