温度检测电路以及包含该温度检测电路的芯片和电子设备

技术领域

本发明涉及集成电路技术领域，更具体地，涉及一种温度检测电路以及包含该温度检测电路的芯片和电子设备。

背景技术

高压集成电路技术始于功率器件智能化的理念，是现代电力电子技术领域内一种不可或缺的技术。高压集成电路是一种由高压栅极驱动芯片、低压栅极驱动芯片、保护电路和高压功率器件组成的栅极驱动电路，高压集成电路主要特点是内置驱动与保护电路，应用设计更便捷，系统可靠性更高；内部电路布线设计优化可有效抑制干扰；通态损耗和开关损耗较低，所需散热器面积较小，具备强有力的自动保护和故障检测功能。

高压集成电路在提供功率驱动功能力的同时，具有接口兼容、信号处理、逻辑控制、检测、保护等功能。然而，高压集成电路通过工作在极苛刻的环境，这使得在内部短路、环境温度过高等异常情况下，芯片会产生额外的功耗，但是，由于封装或集成度等原因其产生的热能却不能迅速地从芯片中散发，一旦发生异常情况，芯片内部温度将迅速地上升，如果此时芯片上温度检测不准确，即温度检测输出值与实际值不符或相差很大，可能因为芯片温度过高将使芯片工作不准确，更有甚者可能烧毁芯片。

如图1所示，为现有技术的一种典型的温度检测电路，基于PTAT(Proportional ToAbsolute Temperature)电路实现，在温度检测电路100中，双极性晶体管Q1和电阻R1至R3用来产生随温度增大而增大的正温度系数电压Vptat，双极性晶体管Q2和PMOS晶体管M3组成比较器电路，直流源101通过PMOS晶体管M2和M3构成的电流镜向双极性晶体管Q2提供偏置电流Idc，施密特触发器102和103将PMOS晶体管M3和双极性晶体管Q2的比较结果进行电压放大，最终得到温度检测信号TSD。

图2为现有技术的温度检测电路各个节点在不同温度下的电压波形图，其中实线部分示出了温度上升过程中带隙基准电压VBG、正温度系数电压Vptat、正温度系数电压Vptat的分压V1、PMOS晶体管M3和双极性晶体管Q2的公共节点的电压V2以及温度检测信号TSD的电压波形，虚线部分示出了温度下降过程中正温度系数电压Vptat的分压V1、PMOS晶体管M3和双极性晶体管Q2的公共节点的电压V2以及温度检测信号TSD的电压波形。如图2所示，带隙基准电压VBG减去双极性晶体管Q1的发射结电压得到正温度系数电压Vptat，当温度升高，正温度系数电压Vptat也逐渐升高，电压V1也逐渐升高，直到双极性晶体管Q2导通，电流Ic2大于PMOS晶体管M3镜像的电流，电压V2翻转为低电平(如图中的实线所示)，同时温度检测信号TSD也翻转为低电平(如图中的实线所示)，指示芯片为过温状态。当温度降低时，正温度系数电压Vptat也逐渐降低，电压V1逐渐降低，直到双极性晶体管Q2关断，PMOS晶体管M3镜像的电流大于电流Ic2，电压V2翻转为高电平(如图中的虚线所示)，同时温度检测信号TSD翻转为高电平(如图中的虚线所示)，指示芯片过温状态解除。通过调整电阻R1至R3和偏置电流Idc的大小以及电流镜的比例n，可以调整电路的TSD参数(过温翻转阈值TSD_H、回温翻转阈值TSD_L以及过温和回温之间的迟滞区间)。

图3为现有技术的温度检测电路理想情况和实际情况下各个节点在温度上升过程中的电压波形图。其中，实线部分示出了带隙基准电压VBG、正温度系数电压Vptat以及理想情况下的分压V1、PMOS晶体管M3和双极性晶体管Q2的公共节点的电压V2以及温度检测信号TSD的电压波形，虚线部分示出了实际情况下的分压V1、电压V2以及温度检测信号TSD的电压波形。在理想情况下，双极性晶体管的直流放大倍数β无穷大，双极性晶体管Q2的基极电流Ib2几乎可以忽略，正温度系数电压Vptat的分压

发明内容

鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种温度检测电路以及包含该温度检测电路的芯片和电子设备，解决了电路的温度比较点受到双极性晶体管的直流放大倍数和偏置电流变化的影响的问题，有利于提高电路检测的精度。

根据本发明实施例的第一方面，提供了一种温度检测电路，包括：电压偏置模块、电流镜模块、第二晶体管以及输出模块；所述电压偏置模块包括第一晶体管，所述电压偏置模块被配置为利用所述第一晶体管的第一端的电流、所述第一晶体管的控制端的电流在所述第一晶体管的第二端产生正温度系数电压，以及根据所述正温度系数电压向所述第二晶体管提供一偏置电压，其中，所述第一晶体管的控制端接一参考电压；所述第二晶体管具有接收所述偏置电压的控制端，被配置为根据所述偏置电压控制自身第一端的电压；所述电流镜模块被配置为通过镜像钳位使得所述第一晶体管的第一端的电流和所述第二晶体管的第一端的电流相等；所述输出模块被配置为根据所述第二晶体管的第一端的电压产生温度检测信号。

可选的，所述第一晶体管和所述第二晶体管均为工作在放大区的双极性晶体管，所述第一晶体管和所述第二晶体管的控制端为基极，所述第一晶体管和所述第二晶体管的第一端为集电极，所述第一晶体管和所述第二晶体管的第二端为发射极。

可选的，当处于相同状态下时，所述第一晶体管和所述第二晶体管的直流放大倍数相同。

可选的，所述电流镜模块包括：第三晶体管，所述第三晶体管的第一端与电源电压连接，所述第三晶体管的控制端与所述第三晶体管的第二端短接，所述第三晶体管的第二端与所述第一晶体管的第一端连接；第四晶体管，所述第四晶体管的第一端与所述电源电压连接，所述第四晶体管的控制端与所述第三晶体管的控制端连接，所述第四晶体管的第二端与所述第二晶体管的第一端连接；且所述电源电压大于所述第三晶体管的控制端和第一端之间的电压与所述第一晶体管的控制端的参考电压之和。

可选的，所述电压偏置模块还包括：依次连接在所述第一晶体管的第二端和地之间的第一电阻、第二电阻和第三电阻；其中，所述第一电阻和所述第二电阻的公共节点用于产生所述偏置电压。

可选的，所述温度检测电路还包括：第五晶体管，所述第五晶体管的第一端与所述第二电阻和所述第三电阻的公共节点连接，所述第五晶体管的控制端接收所述温度检测信号，所述第五晶体管的第二端与地连接。

可选的，所述参考电压为所述温度检测电路所在芯片内部产生的带隙基准电压；或者，所述参考电压为所述温度检测电路所在芯片内部产生的带隙基准电压的分压信号。

可选的，所述输出模块用于将所述第二晶体管的第一端的电压进行整形，以在输出端产生温度检测信号；所述输出模块包括至少两个级联的施密特触发器。

根据本发明实施例的第二方面，提供了一种芯片，其中包括上述的温度检测电路。

根据本发明实施例的第三方面，提供了一种电子设备，其中包括上述的温度检测电路或者芯片。

综上所述，本发明实施例提供一种温度检测电路以及包含该温度检测电路的芯片和电子设备。该温度检测电路包括电压偏置模块、电流镜模块、第二晶体管和输出模块，电压偏置模块利用第一晶体管的第一端的电流和控制端的参考电压在第一晶体管的第二端产生正温度系数电压，并根据该正温度系数电压向第二晶体管提供一偏置电压，第二晶体管根据该偏置电压控制自身第一端的电压，输出模块根据第二晶体管的第一端的电压产生温度检测信号。

在本发明的温度检测电路中，通过电流镜模块镜像钳位使得第一晶体管和第二晶体管的第一端电流相等，从而使得电路的温度比较点不受双极性晶体管的直流放大倍数β的影响，提高了电路的检测精度。此外，本发明的温度检测电路不需要额外设置偏置电流，因此温度比较点也不受偏置电流误差的影响，进一步提高了电路的精度。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1为现有技术的一种电性的温度检测电路的电路示意图。

图2为现有技术的温度检测电路各个节点在不同温度下的电压波形图。

图3为现有技术的温度检测电路理想情况和实际情况下各个节点在温度上升过程中的电压波形图。

图4为本发明实施例的一种温度检测电路的电路示意图。

图5为本发明实施例的另一种温度检测电路的电路示意图。

具体实施方式

以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。

应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

在本申请中，MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)包括第一端、第二端和控制端，在MOSFET的导通状态，电流从第一端流至第二端。PMOS晶体管的第一端、第二端和控制端分别为源极、漏极和栅极，NMOS晶体管的第一端、第二端和控制端分别为漏极、源极和栅极。双极性晶体管包括第一端、第二端和控制端，在双极性晶体管的导通状态，电流从第一端流至第二端。PNP型双极性晶体管的第一端、第二端和控制端分别为发射极、集电极和基极，NPN型双极性晶体管的第一端、第二端和控制端分别为集电极、发射极和基极。

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图4为本发明实施例的一种温度检测电路的电路示意图。如图4所示，本发明实施例的温度检测电路200包括电压偏置模块210、电流镜模块220、NPN型双极性晶体管Q2以及输出模块230。其中，电压偏置模块210包括NPN型双极性晶体管Q1，双极性晶体管Q1具有集电极、基极和发射极，其集电极与电流镜模块220的第一电流端连接，基极用于接收一参考电压，如图中所示的带隙基准电压VBG。在一种实施例中，该带隙基准电压VBG通过温度检测电路200所在的芯片内部生成，本发明对此不做限制。电压偏置模块210被配置为利用双极性晶体管Q1的基极处的参考电压在双极性晶体管Q1的发射极产生一随温度正向变化的正温度系数电压Vptat，以及根据该正温度系数电压Vptat向双极性晶体管Q2提供一偏置电压V1。示例的，该正温度系数电压Vptat＝VBG-Vbe，其中，Vbe为双极性晶体管Q1的发射结电压(即基极-发射极电压)。

示例的，电压偏置模块210还包括连接在双极性晶体管Q1的发射极和地之间的电阻R1至R3，电阻R1至R3对该正温度系数电压Vptat进行分压以在电阻R1和R2的公共节点产生所述偏置电压V1。

双极性晶体管Q2同样具有集电极、基极和发射极，其集电极与电流镜模块220的第二电流端连接，基极用于接收所述偏置电压V1，发射极与地连接。双极性晶体管Q2被配置为根据所述偏置电压V1控制其自身的集电极处的电压V2。示例的，双极性晶体管Q2用于将所述偏置电压V1转换成电流信号，并将该电流信号与电流镜模块220镜像得到的电流进行比较，该比较结果体现在双极性晶体管Q2的集电极处的节点电压V2。

输出模块230具有与所述双极性晶体管Q2的集电极连接的输入端，所述输出模块230用于将双极性晶体管Q2的集电极处的电压V2进行整形，以在输出端产生温度检测信号TSD。

示例的，所述输出模块230通过若干个触发器构成，所述触发器例如为施密特触发器。如图4所示，输出模块230包括施密特触发器SMIT1和SMIT2，施密特触发器SMIT1的输入端与双极性晶体管Q2的集电极连接，施密特触发器SMIT1的输出端与施密特触发器SMIT2的输入端连接，施密特触发器SMIT2的输出端用于提供所述温度检测信号TSD。

电流镜模块220被配置为通过镜像钳位使得双极性晶体管Q1和Q2的集电极电流相等。示例的，电流镜模块220通过PMOS晶体管M2和M3构成，PMOS晶体管M2和M3的源极与电源电压VCC连接，PMOS晶体管M2和M3的栅极与PMOS晶体管M2的漏极短接，PMOS晶体管M2的漏极作为电流镜模块220的第一电流端与双极性晶体管Q1的集电极连接，PMOS晶体管M3的漏极作为电流镜模块220的第二电流端与双极性晶体管Q2的集电极连接。其中，PMOS晶体管M2和M3的尺寸相等，因此电流镜模块220的比例是1:1，当温度升高时，双极性晶体管Q1和Q2的集电极电流Ic1和Ic2也升高，通过电流镜模块220的镜像钳位使得双极性晶体管Q1和Q2的集电极电流相等，即Ic1＝Ic2，因此双极性晶体管Q1和Q2的电流、温度和工艺角的工作状态相同。当处在相同状态下时，双极性晶体管Q1和Q2的直流放大倍数β相同。需要说明的是，此处的相同并不是严格的相等，在实际情况下二者的直流放大倍数β很接近。继而使得双极性晶体管Q1和Q2的基极电流能够相等，即Ib1＝Ib2，相当于双极性晶体管Q1的基极电流Ib1可以补充双极性晶体管Q2的基极电流Ib2，从而使得电路的温度比较点不受双极性晶体管的直流放大倍数β的影响，正温度系数电压Vptat与偏置电压V1的误差仅受到双极性晶体管的基极-发射极电压Vbe的工艺角变化的影响，显著提高了电路的检测精度。

此外，本实施例的温度检测电路200中还包括NMOS晶体管M1，NMOS晶体管M1的漏极与电阻R2和R3的公共节点连接，栅极用于接收温度检测信号TSD，源极与地连接。NMOS晶体管M1用于在温度检测电路200中提供迟滞区间，避免当芯片温度在温度比较点附近来回变化时电路的输出不断翻转。

图5为本发明实施例的另一种温度检测电路的电路示意图。图5所示的温度检测电路300与图4所示的温度检测电路200的区别仅包括电阻R4和R5构成的分压电路，除此之外，温度检测电路300中的电压偏置模块310、电流镜模块320和输出模块330与图4示出的结构和功能相同，在此不再赘述。

在图4示出的温度检测电路200中，要求双极性晶体管Q1和Q2均工作在放大区，因此要求电源电压VCC＞VBG+Vgs2，其中Vgs2为PMOS晶体管M2的栅源电压，VBG为施加到所述双极性晶体管Q1的基极的带隙基准电压，在慢工艺角(slow corner)的PMOS工艺且温度为-40°下，PMOS晶体管M2的栅源电压Vgs2最大为0.5V左右，即该电路的最低工作电压约为1.7V左右，若电源电压VCC低于该1.7V电压(例如电源电压VCC为1.4V)，图4中的温度检测电路200将无法正常工作。

为了解决该问题，在一些实施例中，如图5所示，温度检测电路300中还包括电阻R4和R5构成的分压电路，电阻R4和R5用于对带隙基准电压VBG进行分压，将得到的分压值作为参考电压提供至双极性晶体管Q1的基极，其中双极性晶体管Q1的基极电压约为0.9V，该结构的最低工作电压能够降低到1.4V。因此，本实施例能够在电源电压VCC低于1.7V的情形下保证双极性晶体管Q1和Q2依旧工作在放大区，使得电路可以正常工作。

相应的，本发明实施例还提供了一种芯片，所述芯片可以是诸如电源管理芯片、微处理器芯片等集成电路芯片。其中，该芯片进一步包括上述实施例中的温度检测电路300，该温度检测电路通过对芯片内部温度进行检测，从而可以在芯片内部温度过高时生成准确的温度检测信号，使得电路系统可以根据该检测信号关闭相应的电路来降低芯片的温度，以保护芯片不被烧毁。

相应的，本发明实施例还提供了一种电子设备，该电子设备可以为诸如蜂窝电话、平板、个人笔记本电脑等便携类电子产品，该电子设备进一步包括上述的温度检测电路或者是包含所述温度检测电路的集成电路芯片。

综上所述，本发明实施例提供一种温度检测电路以及包含该温度检测电路的芯片和电子设备。该温度检测电路包括电压偏置模块、电流镜模块、第二晶体管和输出模块，电压偏置模块利用第一晶体管的第一端的电流和控制端的参考电压在第一晶体管的第二端产生正温度系数电压，并根据该正温度系数电压向第二晶体管提供一偏置电压，第二晶体管根据该偏置电压控制自身第一端的电压，输出模块根据第二晶体管的第一端的电压产生温度检测信号。

在本发明的温度检测电路中，通过电流镜模块镜像钳位使得第一晶体管和第二晶体管的第一端电流相等，从而使得电路的温度比较点不受双极性晶体管的直流放大倍数β的影响，提高了电路的检测精度。此外，本发明的温度检测电路不需要额外设置偏置电流，因此温度比较点也不受偏置电流误差的影响，进一步提高了电路的精度。

应当说明，尽管在本文中，将器件说明为某种N沟道或P沟道器件、或者某种N型或者P型掺杂区域，然而本领域的普通技术人员可以理解，根据本发明，互补器件也是可以实现的。本领域的普通技术人员可以理解，导电类型是指导电发生的机制，例如通过空穴或者电子导电，因此导电类型不涉及掺杂浓度而涉及掺杂类型，例如P型或者N型。本领域普通技术人员可以理解，本文中使用的与电路运行相关的词语“期间”、“当”和“当……时”不是表示在启动动作开始时立即发生的动作的严格术语，而是在其与启动动作所发起的反应动作(reaction)之间可能存在一些小的但是合理的一个或多个延迟，例如各种传输延迟等。本文中使用词语“大约”或者“基本上”意指要素值(element)具有预期接近所声明的值或位置的参数。然而，如本领域所周知的，总是存在微小的偏差使得该值或位置难以严格为所声明的值。本领域已恰当的确定了，至少百分之十(10％)(对于半导体掺杂浓度，至少百分之二十(20％))的偏差是偏离所描述的准确的理想目标的合理偏差。当结合信号状态使用时，信号的实际电压值或逻辑状态(例如“1”或“0”)取决于使用正逻辑还是负逻辑。

此外，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

依照本发明的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。