一种谐振变换器电路与谐振变换器

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种谐振变换器电路与谐振变换器。

背景技术

移相全桥谐振变换器具有宽输入输出电压范围，大电流输出等优点，因此被运用在车载电源、服务器电源、通信电源等领域。

在大功率运用场合，常采用输出并联技术。由于元器件的制造工艺和方式的微小差异，导致元器件间产生不一致性，同时变压器和电感由于寄生参数比较复杂，造成磁性器件间必然存在分散性。因此移相全桥并联电路中的参数必然存在差异。这样就会造成全桥并联电路中的谐振腔内电路所承受的电流应力不同。严重时甚至会导致功率器件损坏，电路不能正常工作。

现有的处理方案是通过改变移相全桥谐振变换器中的各个开关管的控制信号，以实现谐振腔内电路的电流的均衡控制，然而，该种方式需借助软件进行控制，控制较为复杂，实现难度较大，成本较高。

发明内容

本发明实施例主要解决的技术问题是提供一种谐振变换器电路与谐振变换器，能够通过较为简单的硬件结构实现均流控制，成本较低。

为实现上述目的，第一方面，本发明提供一种谐振变换器电路，包括：

第一谐振变换电路、第二谐振变换电路、第一耦合电感与控制单元；

所述第一谐振变换电路包括第一开关模块与第一谐振腔模块，所述第一开关模块与所述第一谐振腔模块连接；

所述第二谐振变换电路包括第二开关模块与第二谐振腔模块，所述第二开关模块与所述第二谐振腔模块连接；

所述控制单元分别与所述第一开关模块以及所述第二开关模块连接，所述控制单元用于输出控制信号以控制所述第一开关模块以及所述第二开关模块的开关状态；

所述第一耦合电感分别与所述第一谐振腔模块以及所述第二谐振腔模块连接，所述第一耦合电感用于调整所述第一谐振腔模块与所述第二谐振腔模块中的电流。

在一种可选的方式中，所述第一耦合电感包括第一绕组与第二绕组，所述第一绕组与所述第一谐振腔模块连接，所述第二绕组与所述第二谐振腔连接。

在一种可选的方式中，所述第一开关模块包括第一桥臂单元与第二桥臂单元，所述第一桥臂单元与所述第二桥臂单元并联连接；

所述第一谐振腔模块包括第一谐振电感与第一变压器；

所述第一谐振电感的第一端与所述第一桥臂单元连接，所述第一谐振电感的第二端与所述第一绕组的同名端连接，所述第一变压器的初级绕组的同名端与所述第一绕组的异名端连接，所述第一变压器的初级绕组的异名端与所述第二桥臂单元连接。

在一种可选的方式中，所述第一桥臂单元包括同向串联的第一开关管与第二开关管，所述第二桥臂单元包括第三开关管与第四开关管；

所述第一开关管的第二端与所述第三开关管的第二端连接，所述第二开关管的第一端与所述第四开关管的第一端连接；

所述第一开关管的第一端与所述第二开关管的第二端之间的连接点与所述第一谐振电感的第一端连接，所述第三开关管的第一端与所述第四开关管的第二端之间的连接点与所述第一变压器的初级绕组的异名端连接；

所述第一开关管的控制端、所述第二开关管的控制端、所述第三开关管的控制端与所述第四开关管的控制端均与所述控制单元连接。

在一种可选的方式中，所述第二开关模块包括第三桥臂单元与第四桥臂单元，所述第三桥臂单元与所述第四桥臂单元并联连接；

所述第二谐振腔模块包括第二谐振电感与第二变压器；

所述第二谐振电感的第一端与所述第三桥臂单元连接，所述第一谐振电感的第二端与所述第一绕组的异名端连接，所述第二变压器的初级绕组的同名端与所述第一绕组的同名端连接，所述第二变压器的初级绕组的异名端与所述第四桥臂单元连接。

在一种可选的方式中，所述第三桥臂单元包括同向串联的第五开关管与第六开关管，所述第二桥臂单元包括第七开关管与第八开关管；

所述第五开关管的第二端与所述第七开关管的第二端连接，所述第六开关管的第一端与所述第四开关管的第一端连接；

所述第五开关管的第一端与所述第六开关管的第二端之间的连接点与所述第二谐振电感的第一端连接，所述第七开关管的第一端与所述第八开关管的第二端之间的连接点与所述第二变压器的初级绕组的异名端连接；

所述第五开关管的控制端、所述第六开关管的控制端、所述第七开关管的控制端与所述第八开关管的控制端均与所述控制单元连接。

在一种可选的方式中，所述第一开关模块还包括第一滤波电容，所述第二开关模块还包括第二滤波电容；

所述第一滤波电容与所述第一桥臂单元并联连接，所述第二滤波电容与所述第二桥臂单元并联连接。

在一种可选的方式中，所述谐振变换器电路还包括第三谐振变换电路与第二耦合电感；

所述第三谐振变换电路包括：

第三开关模块，包括第五桥臂单元与第六桥臂单元，所述第五桥臂单元与所述第六桥臂单元并联连接；

第三谐振腔模块，分别与所述第五桥臂单元以及所述第六桥臂单元连接；

所述第二耦合电感分别与所述第二谐振腔模块以及所述第三谐振腔模块连接。

在一种可选的方式中，所述第二耦合电感包括第三绕组与第四绕组；

所述第三绕组的同名端与第一耦合电感连接，所述第三绕组的异名端与所述第二谐振腔模块连接；

所述第四绕组的同名端与异名端均与所述第三谐振腔模块连接。

第二方面，本发明实施例还提供一种谐振变换器，所述谐振变换器包括整流模块以及如上所述的谐振变换器电路，所述谐振变换器电路与所述整流模块连接；

所述谐振变换器电路用于对输入电源进行电压转换；

所述整流模块用于将经过电压转换后的所述输入电源进行整流，以为负载提供供电电压。

本发明实施例的有益效果是：本发明提供的谐振变换器电路包括第一谐振变换电路、第二谐振变换电路、第一耦合电感与控制单元，第一谐振变换电路包括第一开关模块与第一谐振腔模块，第二谐振变换电路包括第二开关模块与第二谐振腔模块，其中，第一开关模块与第一谐振腔模块连接，第二开关模块与第二谐振腔模块连接，控制单元分别与第一开关模块以及第二开关模块连接，第一耦合电感分别与第一谐振腔模块以及第二谐振腔模块连接，因此，由于在第一谐振腔模块与第二谐振腔模块之间设置了第一耦合电感，当第一谐振腔模块或第二谐振腔模块的电流差发生变化时，第一耦合电感能够产生感应电动势以抑制这种变化，从而实现了电流均衡的效果，即通过添加第一耦合电感这一较为简单的硬件结构实现均流控制，所需成本较低。

附图说明

一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。

图1为本发明实施例提供的谐振变换器的结构示意图；

图2为本发明实施例提供的谐振变换器电路的结构示意图；

图3为本发明实施例提供的谐振变换器电路的电路结构示意图；

图4为本发明实施例提供的控制单元输出的PWM信号的波形示意图；

图5为本发明另一实施例提供的谐振变换器电路的电路结构示意图；

图6为本发明又一实施例提供的谐振变换器电路的电路结构示意图；

图7为本发明另一实施例提供的谐振变换器电路的结构示意图；

图8为本发明又一实施例提供的谐振变换器电路的电路结构示意图。

具体实施方式

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参照图1，图1为本发明实施例提供的谐振变换器的结构示意图，如图1所示，谐振变换器1000包括谐振变换器电路100与整流电路200，其中，谐振变换器电路100的输入端连接外部电源300，谐振变换器电路100的输出端连接整流电路200的输入端，整流电路200的输出端连接负载400。

具体地，当有外部电源300输入至谐振变换器1000时，谐振变换器1000中的谐振变换器电路100能够根据电路中的各个开关管的开关状态，对外部电源300进行调节，即进行电压转换，并将经过电压转换过后的外部电源300输入至整流电路200，整流电路200可采用全桥整流电路或者是半桥整流电路等，整流过后的外部电源300即能够用于为实际的外部负载提供供电电压，因此，该谐振变换器1000能够应用于车载电源、服务器电源或通信电源等领域。

如图2所示，谐振变换器电路100包括第一谐振变换电路10、第二谐振变换电路20、第一耦合电感30与控制单元40，第一谐振变换电路10包括第一开关模块11与第一谐振腔模块12，第二谐振变换电路20包括第二开关模块21与第二谐振腔模块22。

其中，第一开关模块11与第一谐振腔模块12连接，第二开关模块21与第二谐振腔模块22连接，控制单元40分别与第一开关模块11以及第二开关模块21连接，第一耦合电感30分别与第一谐振腔模块12以及第二谐振腔模块22连接。

具体地，控制单元40能够输出第一控制信号控制第一开关模块11的各个开关管的开关状态，以及控制单元40能够输出第二控制信号第二开关模块21中的各个开关管的开关状态，从而实现了对谐振变换器电路100所连接的输入电源的调节，其中，第一控制信号与第二控制信号可以为相同的信号，也可以为不同的信号，例如，第一控制信号与第二控制信号的占空比相同，但信号中高电平所对应的幅值不同，用以实现对不同开关管的驱动。

第一耦合电感30用于调整第一谐振腔模块12中的电流或者是第二谐振腔模块22中的电流，当第一谐振变换电路10与第二谐振变换电路20的所有参数都一致时，第一谐振腔模块12与第二谐振腔模块22中流过的电流也一致，从而第一耦合电感30上的绕组两端的电压不会有变化，则第一耦合电感30此时仅相当于导线，对电路没有其他的附加影响。当第一谐振腔模块12与第二谐振腔模块22的所有参数不一致或者是第一谐振腔模块12与第二谐振腔模块22所输入的控制信号不一致时，第一谐振腔模块12与第二谐振腔模块22中流过的电流也不同，那么第一谐振腔模块12与第二谐振腔模块22中之间的电流的差值发送变化，第一耦合电感30则会产生感应电动势来抑制这种变化，从而达到第一谐振腔模块12与第二谐振腔模块22的电流均衡的效果，即能够使第一开关模块11的各个开关管以及第二开关模块21的各个开关管都工作在同一电流水平。

示例性地，以图3所示的谐振变换器电路的电路结构为例进行说明。

在一实施例中，如图3所示，第一开关模块11包括第一桥臂单元111与第二桥臂单元112，第一桥臂单元111与第二桥臂单元112并联连接，且第一桥臂单元111与第二桥臂单元112之间即为第一谐振变换电路10的谐振腔，第一谐振腔模块12与第二谐振腔模块22均设置于谐振腔内，其中，第一桥臂单元111包括第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3与第四开关管Q4，第二桥臂单元112包括第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7与第八开关管Q8。

具体地，第一开关管Q1与第二开关管Q2同向串联连接，第一开关管Q1的第二端与第三开关管Q3的第二端，第一开关管Q1的第一端与第二开关管Q2的第二端连接；第三开关管Q3与第四开关管Q4同向串联连接，第三开关管Q3的第一端与第四开关管Q4的第二端连接，第二开关管Q2的第一端与第四开关管Q4的第一端连接。

第五开关管Q5与第六开关管Q6同向串联连接，第五开关管Q5的第二端与第七开关管Q7的第二端连接，第五开关管Q5的第一端与第六开关管Q6的第二端连接；第七开关管Q7与第八开关管Q8同向串联连接，第七开关管Q7的第一端与第八开关管Q8的第一端连接，第六开关管Q6的第一端与第八开关管Q8的第一端连接。

同时，第一开关管Q1的控制端、第二开关管Q2的控制端、第三开关管Q3的控制端、第四开关管Q4的控制端、第五开关管Q5的控制端、第六开关管Q6的控制端、第七开关管Q7的控制端与第八开关管Q8的控制端均连接至控制单元40，由控制单元40输出控制信号控制各个开关管的开关状态，各个开关管的开关状态指的是各个开关管的导通状态或断开状态。

应理解，第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7与第八开关管Q8均选用三极管、MOS管或者IGBT开关管中的一种即可，并且第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7与第八开关管Q8可以全部相同，也可以不同，例如，第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7与第八开关管Q8均选用MOS管。

在接下来的实施例中，以第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7与第八开关管Q8均选用MOS管为例进行说明。

即第一MOS管Q1的栅极即为第一开关管Q1的控制端，第一MOS管Q1的源极即为第一开关管Q1的第一端，第一MOS管Q1的漏极即为第一开关管Q1的第二端；而对于第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7与第八开关管Q8而言，上述开关管选用MOS管时的引脚对应关系与第一开关管Q1类似，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。

在一实施方式中，第一耦合电感L1包括第一绕组N1与第二绕组N2，第一绕组N1与第一谐振腔模块12连接，第二绕组N2与第二谐振腔模块22连接。

进一步地，第一谐振腔模块12包括第一谐振电感L2与第一变压器T1，则第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极之间的连接点与第一谐振电感L2的第一端连接，第一谐振电感L2的第二端与第一绕组N1的同名端连接，即第一谐振电感L2的第二端与第一绕组N1中的第2端连接，第一绕组N1的异名端，即第一绕组N1的第1端与第一变压器T1的初级绕组T11的同名端连接。

可选地，第二谐振腔模块22包括第二谐振电感L3与第二变压器T2，则第五开关管Q5的源极与第六开关管Q6的漏极之间的连接点与第二谐振电感L3的第一端连接，第二谐振电感L3的第二端与第二绕组N2的异名端连接，即第二谐振电感L3的第二端与第二绕组N2中的第4端连接，第二绕组N2的异名端，即第二绕组N2的第3端与第二变压器T2的初级绕组T21的同名端连接。

可理解，图3中的第一耦合电感L1、变压器T1或变压器T2上有小黑点所在的一端则为同名端，例如，第一绕组N1的第2端为同名端；反之则为异名端，例如，第一绕组N1的第1端为异名端。其中，同名端是互感线圈之间的电流或电动势相位判别的依据，同名端具体指的是：当两个互感线圈通入电流，所产生的磁通方向相同时，两个线圈的电流流入端称为同名端(又称同极性端)，反之为异名端。

可选地，第一开关模块11还包括第一滤波电容C1，第二开关模块还包括第二滤波电容C2，其中，第一滤波电容C1与第一桥臂单元并联连接111,第二滤波电容C2与第二桥臂单元112并联连接，即第一滤波电容C1的一端与第一MOS管Q1的漏极连接，第一滤波电容C1的另一端与第二MOS管Q2的源极连接，第二滤波电容C2的一端与第五MOS管的漏极连接，第二滤波电容C2的另一端与第六MOS管Q6的源极连接。

实际应用中，第一MOS管Q1与第五MOS管Q5的输入信号为同一个PWM信号，记为PWMA，第二MOS管Q2与第六MOS管Q6的输入信号为同一个PWM信号，记为PWMB，第三MOS管Q3与第七MOS管Q7的输入信号为同一个PWM信号，记为PWMC，第四MOS管Q4与第八MOS管Q8的输入信号为同一个PWM信号，记为PWMD，并且，PWMA与PWMB为带有死区互补的的PWM波，PWMC与PWMD是带死区互补的PWM波。其中，如图4所示的波形PWM1b与PWM2b即为带死区互补的PWM波，假设PWMA的波形即为PWM1b，同时PWMB的波形为PWM2b，即在时间段T1期间，虽然第二开关管Q2或第六MOS管Q6由于PWM2b波形为低电平而关断，但第一开关管Q1或第五MOS管Q5并不会立即导通，而是在时间段T1过后才导通。同样的，在时间段T2期间，虽然第一开关管Q1由于PWM1b波形为低电平而关断，但第二开关管Q2并不会立即导通，而是在时间段T2过后才导通。通过上述方式，能够实现在第一开关管Q1或第五MOS管Q5完全充分关断后，才打开第二开关管Q2或第六MOS管Q6，防止出现第一开关管Q1与第二开关管Q2同时导通等各种异常情况出现。应理解，时间段T1或时间段T2可根据实际需求进行相应的设置，这里不做限制。

输入电源300通过V+引脚与V-引脚连接至谐振变换器电路的输入端，继而控制单元40输出PWMA信号、PWMB信号、PWMC信号以及PWMD控制各个开关管，从而实现对输入电源300的调节过程，此时在第一谐振腔模块12中的电流为IL2，其电流方向从第一谐振电感L2流向第一绕组N1；在第二谐振腔模块22的电流为IL3，其电流方向从第二谐振电感L3流向第二绕组N2。

因此，如果将第一耦合电感L1选用绕组匝比为1:1，且第一绕组N1与第二绕组N2绕在同一个磁芯上。那么，当电流IL2发射变化时，由该电流产生的磁通也发生变化，由于第一绕组N1与第二绕组N2之间有磁的联系，因此会在流过第一绕组N1的电流IL2会在第二绕组N2上产生感应电动势，同样的，流过第二绕组N2的电流IL3会在第一绕组N1上产生感应电动势。

而由于第一绕组N1的电感量L

由上式子可知，若第一谐振变换电路10与第二谐振变换电路20中的所有对应参数都一致，那么电流IL2＝电流IL3，可得V

若第一谐振变换电路10与第二谐振变换电路20中部分或全部参数有所不同，则电流IL2≠电流IL3，即第一谐振变换电路10的谐振腔内的电流与第二谐振变换电路20的谐振腔内的电流之间的差值会发生变化，此时由于V

在另一实施例中，还可以对第一谐振变换电路10与第二谐振变换电路20采用不同的输入电源，如图5所示，第一输入电源通过V1+与V1-连接至第一谐振变换电路10，第二输入电源通过V2+与V2-连接至第一谐振变换电路20。

在另一实施方式中，还可以对第一谐振变换电路10与第二谐振变换电路20采用同一母线进行供电的方式，如图6所示，输入电源通过V+与V-连接至第一谐振变换电路10以及第一谐振变换电路20。

可以理解的是，如图5或图6所示的电路所采用的控制方案均与图3所示的电路相同，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。

可选地，如图7所示，谐振变换器电路100还包括第三谐振变换电路50与第二耦合电感60，或者还可以包括第四谐振变换电路与第三耦合电感……，即谐振变换器电路100还可以包括第N谐振变换电路与第K耦合电感，其中，第N谐振变换电路包括第N开关模块以及第N谐振腔模块，其中，N与K均为正整数，可理解，当N为2且K为1时则为图3或图5或图6所示的技术方案。

以谐振变换器电路100还包括第三谐振变换电路50与第二耦合电感60为例进行说明。

请一并参照图8，第三谐振变换电路50包括第三开关模块51与第三谐振腔模块52，其中，第三开关模块51包括第五桥臂单元与第六桥臂单元，第五桥臂单元与第六桥臂单元并联连接，第三谐振腔模块52包括第三谐振电感L4与第三变压器T3，第三谐振腔模块5分别与第五桥臂单元以及第六桥臂单元连接，第二耦合电感分别与第二谐振腔模块以及第三谐振腔模块连接。

具体地，第一桥臂单元包括第九开关管Q9与第十开关管Q10，第二桥臂单元包括第十一开关管Q11与第十二开关管Q12，第二耦合电感L5包括第三绕组N3与第四绕组N4。第九开关管Q9的源极与第十开关管Q10的漏极之间的连接点与第三谐振电感L4的第一端连接，第三谐振电感L4的第二端与第四绕组N4的异名端(第四绕组N4的第8端)连接，第四绕组N4的同名端(第四绕组N4的第7端)与第三变压器T3的初级绕组的同名端连接，第三绕组N3的同名端(第三绕组N3的第6端)与第二绕组N2的第3端连接，第三绕组N3的异名端(第三绕组N3的第5端)与第二变压器T2的初级绕组的同名端连接。

基于上述的分析过程可知，第一输入电源通过V1+端口与V1-端口连接至第一谐振变换电路10，第二输入电源通过V2+端口与V2-端口连接至第二谐振变换电路20，第一输入电源通过V3+端口与V3-端口连接至第三谐振变换电路50，若第一谐振变换电路10与第二谐振变换电路20以及第三谐振变换电路50的所有参数都一致时，此时第一耦合电感L1与第二耦合电感L5均可当做是导线，对电路没有影响。

若第一谐振变换电路10与第二谐振变换电路20的参数部分或全部不一致或者是第一谐振变换电路10的开关管的输入控制信号与第二谐振变换电路20的开关管的输入控制信号的占空比不一致，此时，第一谐振变换电路10与第二谐振变换电路20的电流也不同，那么第一耦合电感L1会产生反电动势以实现第一谐振变换电路10与第二谐振变换电路20的均流；同样地，若第二谐振变换电路20与第三谐振变换电路50的参数部分或全部不一致或者是第三谐振变换电路50的开关管的输入控制信号与第二谐振变换电路20的开关管的输入控制信号的占空比不一致，此时，第三谐振变换电路50与第二谐振变换电路20的电流也不同，那么第二耦合电感L5会产生反电动势以实现第三谐振变换电路50与第二谐振变换电路20的均流。

需要说明的是，对于图8所示的电路是由图5所示的电路再添加一路第三谐振变换电路与第二耦合电感，因此，对于图3或图6所示的电路同样可具有与图8类似的变形，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。

本发明提供的谐振变换器电路100至少包括第一谐振变换电路10、第二谐振变换电路20、第一耦合电感30与控制单元40，第一谐振变换电路10包括第一开关模块11与第一谐振腔模块12，第二谐振变换电路20包括第二开关模块21与第二谐振腔模块22，其中，第一开关模块11与第一谐振腔模块12连接，第二开关模块21与第二谐振腔模块22连接，控制单元40分别与第一开关模块11以及第二开关模块21连接，第一耦合电感30分别与第一谐振腔模块12以及第二谐振腔模块22连接，因此，由于在第一谐振腔模块12与第二谐振腔模块22之间设置了第一耦合电感30，当第一谐振腔模块12或第二谐振腔模块22的电流差发生变化时，第一耦合电感30能够产生感应电动势以抑制这种变化，从而实现了电流均衡的效果，即通过添加第一耦合电感30这一较为简单的硬件结构实现均流控制，所需成本较低。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；在本发明的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本发明的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。