一种基于开关电容的逆变电路

技术领域

本发明涉及逆变器领域，更具体地，涉及一种基于开关电容的逆变电路。

背景技术

为了满足电网或用电设备的电压等级要求，在实际的生产活动中，对于光伏电池系统和燃料电池系统等直流电源，通常需要采用串联单体或在前级加装升压单元的形式将电池发电单元的低压直流电转换成高压直流电，然后将高压直流电逆变成所需要的交流电。

公开号为CN113395001A(公开日为2021-09-14)公开了一种混合多电平逆变器和电机驱动器，包括混合逆变电路和控制器；混合逆变电路包括阻抗源电路和开关电容多电平逆变电路；控制器分别与阻抗源电路和开关电容多电平逆变电路连接，控制器内部嵌入有多电平调制算法，多电平调制算法用于使混合逆变电路的输出端产生期望的多电平交流电压和在混合逆变电路运行过程中均匀插入直通状态，调节阻抗源电路的输出电压；阻抗源电路嵌入在输入直流电压源与开关电容多电平逆变电路之间，阻抗源电路为前级电路，开关电容多电平逆变电路为后级电路。同时解决了开关电容多电平逆变器的开关电容充电浪涌电流问题，以及阻抗源逆变器输出电平数和升压能力难以进一步提升的技术问题。

然而，上述技术含多个电感和电容的阻抗源电路结构，会显著增加系统成本、体积以及控制复杂度，无法保证电路的实用性

发明内容

本发明为克服采用过多电感和电容器导致电路系统成本、控制复杂度高和电路系统体积大的缺陷，提供一种基于开关电容的逆变电路。

为解决上述技术问题，本发明的技术方案如下：

本发明提出一种基于开关电容的逆变电路，其特征在于，包括直流电压源、充电电感、开关电容模块和逆变全桥。

所述直流电压源的正极与充电电感的一端电连接，所述充电电感的另一端与开关电容模块的第一输入端电连接；所述直流电压源的负极与开关电容模块第二输入端电连接；所述开关电容模块的输出端与逆变全桥的输入端电连接；所述逆变全桥的输出端与外接设备电连接。

优选地，所述开关电容模块包括第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第一电容、第二电容、第一二极管和第二二极管；所述第一MOS管的源极与第二MOS管的漏极、第三MOS管的漏极和第二电容的正极分别电连接；所述第一MOS管的源极作为开关电容模块的第一输入端与充电电感的另一端电连接；所述第一MOS管的漏极与第一电容的正极电连接；所述第二MOS管的源极与第二二极管的阴极电连接；所述第二MOS管的源极作为开关电容模块的第二输入端与直流电压源的负极电连接；所述第三MOS管的源极与第四MOS管的漏极、第一电容的负极分别电连接；所述第四MOS管的源极与第二二极管的阳极、第一二极管的阴极分别电连接；所述第一二极管的阳极与第二电容的负极电连接。

优选地，所述逆变全桥包括第一IGBT管、第二IGBT管、第三IGBT管和第四IGBT管；所述第一IGBT管的漏极与第一MOS管的漏极、第一电容的正极和第三IGBT管的漏极分别电连接；所述第一IGBT管的源极与第二IGBT管的漏极电连接，且所述第一IGBT管的源极作为逆变全桥的第一输出端；所述第二IGBT管的源极与第一二极管的阳极、第二电容的负极和第四IGBT管的源极分别电连接；所述第三IGBT管的源极与第四IGBT管的漏极电连接，且所述第三IGBT管的源极作为逆变全桥的第二输出端。

优选地，所述开关电容模块中的第三MOS管导通，第一MOS管、第二MOS管、第四MOS管关断；所述逆变全桥中的第一IGBT管和第四IGBT管导通，第二IGBT管和第三IGBT管关断，或第二IGBT管和第三IGBT管导通，第一IGBT管和第四IGBT管关断。

优选地，所述开关电容模块中第一MOS管和第四MOS管导通，第二MOS管和第三MOS管关断；逆变全桥中的第一IGBT管和第四IGBT管导通，第二IGBT管和第三IGBT管关断，或第一IGBT管和第三IGBT管导通，第二IGBT管和第四IGBT管关断，或第二IGBT管和第四IGBT管导通，第一IGBT管和第三IGBT管关断，或第二IGBT管和第三IGBT管导通，或第一IGBT管和第四IGBT管关断。

优选地，所述开关电容模块中的第二MOS管导通，第一MOS管、第三MOS管和第四MOS管关断；逆变全桥中的第一IGBT管导通和第三IGBT管导通，第二IGBT管导通和第四IGBT管关断，或第二IGBT管导通和第四IGBT管导通，第一IGBT管导通和第三IGBT管关断。

优选地，所述开关电容模块中的第二MOS管导通和第三MOS管导通，第一MOS管和第四MOS管关断；逆变全桥中的第一IGBT管导通和第四IGBT管导通，第二IGBT管导通和第三IGBT管关断，或第二IGBT管导通和第三IGBT管导通，第一IGBT管导通和第四IGBT管关断。

优选地，所述开关电容模块中的第一MOS管导通和第二MOS管导通，第三MOS管和第四MOS管关断；逆变全桥中的第一IGBT管导通和第四IGBT管导通，第二IGBT管导通和第三IGBT管关断，或第二IGBT管导通和第三IGBT管导通，第一IGBT管导通和第四IGBT管关断。

优选地，所述开关电容模块包括第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第一电容、第二电容、第一二极管和第二二极管；所述第一MOS管的漏极与充电电感的一端、第三MOS管的漏极和第一二极管的阳极分别电连接；所述第一MOS管的漏极作为开关电容模块的第一输入端与充电电感的另一端电连接；所述第一MOS管的源极与第二MOS管的漏极和第二电容的正极分别电连接；所述第二MOS管的源极与第四MOS管的源极和第二二极管的阴极分别电连接；所述第二MOS管的源极作为开关电容模块的第二输入端与直流电压源的负极电连接；所述第三MOS管的源极与第四MOS管的漏极和第一电容的负极分别电连接；所述第一二极管的阴极与第一电容的正极电连接；所述第二二极管的阳极与第二电容的负极分别电连接。

优选地，所述逆变全桥包括第一IGBT管、第二IGBT管、第三IGBT管和第四IGBT管；所述第一IGBT管的漏极与第一二极管的阴极、第一电容的正极和第三IGBT管的漏极分别电连接；所述第一IGBT管的源极与第二IGBT管的漏极电连接，且所述第一IGBT管的源极作为逆变全桥的第一输出端；所述第二IGBT管的源极与第一二极管的阳极、第二电容的负极和第四IGBT管的源极分别电连接；所述第三IGBT管的源极与第四IGBT管的漏极电连接，且所述第三IGBT管的源极作为逆变全桥的第二输出端。

与现有技术相比，本发明技术方案的有益效果是：本发明在输入直流电压源和开关电容模块之间嵌入一个充电电感，当开关电容模块中的使输入侧短路的开关电路，即直通通路导通时，直流电压源为充电电感充电，在电路运行过程中均匀插入直通状态，能有效调节充电电感的输出电压，同时随着直通占空比的增加，电路具有优越的升压性能，减少了对器件数量的要求，解决了高电压增益下系统器件数量较多，导致电路系统成本、控制复杂度高和电路系统体积大的问题。

附图说明

图1为基于开关电容的逆变电路的结构图。

图2为实施例1中开关电容模块的电路图。

图3为实施例1中基于开关电容的逆变电路的电路图。

图4为实施例1中基于开关电容的逆变电路的仿真波形图。

图5为实施例2中开关电容模块的电路。

图6为实施例2中基于开关电容的逆变电路的电路图。

图7为实施例2中基于开关电容的逆变电路的仿真波形图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案做进一步的说明。

实施例1

请参阅图1-图4，本实施例提出一种基于开关电容的逆变电路，包括直流电压源、充电电感、开关电容模块和逆变全桥；所述直流电压源的正极与充电电感的一端电连接，所述充电电感的另一端与开关电容模块的第一输入端电连接；所述直流电压源的负极与开关电容模块第二输入端电连接；所述开关电容模块的输出端与逆变全桥的输入端电连接；所述逆变全桥的输出端与外接设备电连接。

本实施例中，使输入侧短路的开关电容模块仅有一个全控型半导体开关组成，如图2所示。

本实施例中，所述开关电容模块包括第一MOS管S

本实施例中，所述逆变全桥包括第一IGBT管T

表1实施例1中基于开关电容的逆变电路的开关逻辑表

表1为本实施例中基于开关电容的逆变电路的开关逻辑表，表1中给出了详细的开关逻辑和对应的输出电平，其中1和0分别为对应MOS管、IGBT管和电容的导通与关断，C、D和N分别对应电容器的充电、放电和闲置状态，表1与逆变电路的的工作模态相对应，分别为第1种工作模态到第12种工作模态，具体描述如下：

假设充电电感电压为V

本实施例中，逆变电路共有如下非直通状态：模态1、模态2、模态3、模态4、模态5和模态6，各模态具体如下：

本实施例中，模态1中开关电容模块中的第二MOS管S

本实施例中，模态2中开关电容模块中的第一MOS管S

本实施例中，模态3中开关电容模块中的第一MOS管S

本实施例中，模态4中开关电容模块中的第一MOS管S

本实施例中，模态5中开关电容模块中的第一MOS管S

本实施例中，模态6中开关电容模块中的第二MOS管S

在非直通状态下，逆变电路有如下电压关系式：

V

本实施例中，逆变电路共有如下直通状态：模态7、模态8、模态9、模态10、模态11和模态12，各模态具体如下：

本实施例中，模态7为开关电容模块中的第二MOS管S

本实施例中，模态8为开关电容模块中第一MOS管S

本实施例中，模态9为开关电容模块中的第二MOS管S

本实施例中，模态10为开关电容模块中的第二MOS管S

本实施例中，模态11为开关电容模块中的第一MOS管S

本实施例中，模态12为开关电容模块中的第二MOS管S

在直通状态下，第二MOS管S

V

根据充电电感L伏秒积分为零，联立关系式V

V

化简得：

V

综上，本实施例中电路的最大输出电压为：

基于上述对图3所示电路的运行原理描述，图4为其相应的仿真波形，其中各个参数为：输入电压V

从仿真结果看，基于开关电容的逆变电路不但能输出较高质量的交流电压波形，电压增益较大，更重要的是开关电容的充电电流，即电感电流，得到了有效控制。此外，理论分析与仿真结果相一致，电容电压V

基于开关电容的逆变电路，在输入直流电压源与开关电容模块之间嵌入一个充电电感。开关电容模块中含有使输入侧短路的开关电路，即直通通路，用来为充电电感充电，而在输入侧非直通时，充电电感能输出恒定电压以及能控电流。当直通通路导通时，输入直流电压源为充电电感充电，在电路运行过程中均匀插入直通状态，能有效调节充电电感的输出电压，同时随着直通占空比的增加，电路具有优越的升压性能，减少了对器件数量的要求；当直通通路开断时，输入侧与开关电容依次串联充电，由于充电电感的有效限制，解决了开关电容充电瞬间产生较大浪涌电流的问题，降低了器件的电流应力，有效提高了系统的安全性和稳定性；此外，在开关电容模块的作用下，输出电压增益提高两倍，同时，输出电压具有五种电平。因此，本发明同时解决了开关电容充电浪涌电流问题，以及在高电压增益下，减少了对器件数量的要求，解决了高电压增益下系统器件数量较多，导致电路系统成本、控制复杂度高和电路系统体积大的问题。且输入电源电流和负载电流连续，适用于燃料电池、蓄电池和光伏发电单元等新能源发电技术领域。

实施例2

请参阅图5-图7，本实施例提出一种基于开关电容的逆变电路，本实施例的使输入侧短路的开关电容模块由四个全控型半导体开关组成，如图5所示。

本实施例中，所述开关电容模块包括第一MOS管S

本实施例中，所述逆变全桥包括第一IGBT管T

表2实施例2中基于开关电容的逆变电路的开关逻辑表

表2为本实施例2中基于开关电容的逆变电路的开关逻辑表，表1中给出了详细的开关逻辑和对应的输出电平，其中1和0分别为对应MOS管、IGBT管和电容的导通与关断，C、D和N分别对应电容器的充电、放电和闲置状态，表2与逆变电路的工作模态相对应，分别为第1种工作模态到第12种工作模态，具体描述如下：

假设充电电感电压为V

本实施例中，模态1中开关电容模块中的第一MOS管S

本实施例中，模态3中开关电容模块中的第一MOS管S

本实施例中，模态4中开关电容模块中的第一MOS管S

本实施例中，模态5中开关电容模块中的第一MOS管S

本实施例中，模态6中开关电容模块中的第一MOS管S

本实施例中，模态7中开关电容模块中的第一MOS管S

在非直通状态下，逆变电路有如下电压关系式：

V

本实施例中，模态9为开关电容模块中的第一MOS管S

本实施例中，模态10为开关电容模块中的第一MOS管S

本实施例中，模态11为开关电容模块中的第一MOS管S

本实施例中，模态12为开关电容模块中的第一MOS管S

在直通状态下，第二MOS管S

V

根据充电电感L伏秒积分为零，联立关系式V

V

化简得：

V

综上，本实施例中电路的最大输出电压为：

基于上述对图6所示电路的运行原理描述，图7为其相应的仿真波形，其中各个参数为：输入电压V

从图7可以看出，基于开关电容的逆变电路不但能输出较高质量的交流电压波形，电压增益较大，更重要的是开关电容的充电电流，即电感电流，得到了有效控制。此外，理论分析与仿真结果相一致，电容电压V

附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。