基于高温超导技术的双频匹配、二次谐波太赫兹混频器

技术领域

本发明涉及一种基于高温超导技术的双频匹配、二次谐波太赫兹混频器，属于高温超导以及谐波混频器技术领域。

背景技术

基于高温超导的混频器在设计时，一般都是采用基波混频或者高次谐波混频。国内外高温超导混频器的研究较少。一方面，由于二次谐波混频器要求的分频比最低，同时实现射频与本振有较高方向图增益难度比较大；另一方面，基于高温超导的约瑟夫森结阻抗约为5欧姆，实现射频与本振同时完成阻抗匹配的难度大。因此，高温超导混频器技术领域，目前还没有二次谐波混频器的设计。

与常规半导体的太赫兹混频器相比，基于高温超导技术的太赫兹混频器具有噪声低与本振功率低的优点。鉴于谐波中二次谐波的能量最大，故在谐波混频中，二次谐波混频的变频损耗最小。且与基于高温超导技术的基波混频相比，谐波混频可用频率选择表面替换分束器，从而避免射频耦合带来的损耗与性能恶化，让本振信号完全透过频率选择表面、射频信号完全由频率选择表面反射，实现理想合路，一起耦合至混频器中，从而大幅降低信号耦合损耗。尤其是对于太赫兹频段的信号，鉴于高频信号衰减快，故而接收混频器的变频损耗与耦合损耗对太赫兹信号的噪声与灵敏度影响非常大。因此，急需设计一种基于高温超导技术的双频匹配、二次谐波太赫兹混频器。

发明内容

本发明的目的在于针对现有的太赫兹混频器频段高、空间衰减大，所以对于混频器；更低噪声温度以及更低变频损耗非常重要，为进一步降低噪声温度以及变频损耗，采用高温超导技术设计混频器，同时二次谐波混频可用频率选择表面替换分束器，从而避免射频耦合带来的损耗与性能恶化，提出了一种基于高温超导技术的双频匹配、二次谐波太赫兹混频器。

为达上述目的，本发明采取如下技术方案。

所述高温超导的双频匹配、二次谐波太赫兹混频器，包括薄膜、介质基底、缝隙天线以及透镜；

其中，薄膜生长在介质基底一端，透镜装在介质基底的另一端；薄膜的长宽尺寸一般大于缝隙天线的1-2倍；介质基底的材料选取MgO，其长宽尺寸与薄膜一致，其厚度范围为200-1000μm；缝隙天线由薄膜上的一系列缝隙组成；

缝隙天线的设计过程，包括如下步骤：

步骤1、调整最长缝隙振子的长度与周期率，使得天线在某两个特定THz频点的反射参数S11为极小值点，阻抗的虚部均为0欧姆，实部同样均为极小值点；

步骤2、采用四分之一波长高低阻抗线将两个频点的输入阻抗同时优化到X欧姆，以便高温超导约瑟夫森结进行非线性混频；

其中，四分之一波长高低阻抗线的长度为接收太赫兹信号的四分之一波长且四分之一波长高低阻抗线的缝隙宽度与缝隙之间金属的宽度由四分之一波长高低阻抗线的阻抗值决定；X的取值范围为5到15欧姆；

步骤3、采用共面波导CPW，利用缝隙天线外围基本没有高频电流的特点，在对数周期缝隙天线最外层增设对称缝隙振子，然后将对称缝隙振子平滑引出至薄膜边缘的中频输出端口，通过调整CPW的尺寸，使得CPW特性阻抗约为50欧姆，并保证参数S21在中频信号内较大，这样便能在不影响射频与本振信号的情况下，将变频后的中频信号引出；

其中，中频信号内较大是指大于-3dB；

步骤4、透镜为半球形，用来提高信号增益，其直径取薄膜的短边，材料不限于Si；

所述基于高温超导技术的双频匹配、二次谐波太赫兹混频器的工作原理为：

通过调整反射镜以及频率选择表面的角度，使得LO本振信号与接收信号能适当的到达透镜，通过透镜到达介质基底并提高信号增益，然后通过对数周期缝隙天线进一步提高信号的增益，最后通过四分之一波长高低阻抗线将信号传输至高温超导约瑟夫森结处进行二次谐波混频，混频的原理如下式(1)：

f

其中，f

混频后产生中频信号f

有益效果

本发明公开的基于高温超导技术的双频匹配、二次谐波太赫兹混频器，与现有技术相比，具有如下有益效果：

1、所述太赫兹混频器与常规半导体的太赫兹混频器相比，基于高温超导技术的太赫兹混频器具有噪声低与本振功率低的优点；

2、鉴于谐波中二次谐波的能量最大，故在谐波混频中，二次谐波混频的变频损耗最小；且与基于高温超导技术的基波混频相比，谐波混频可用频率选择表面替换分束器，从而避免射频耦合带来的损耗与性能恶化，让本振信号完全透过频率选择表面、射频信号完全由频率选择表面反射，实现理想合路，一起耦合至混频器中，从而大幅降低信号耦合损耗；尤其是对于太赫兹频段的信号，鉴于高频信号衰减快，故而接收混频器的变频损耗与耦合损耗对太赫兹信号的噪声与灵敏度影响非常大；因此，本申请所述的在太赫兹通信领域有着非常大的应用前景；

3、所述二次谐波混频器，也可进行高次谐波、基波的有源与无源混频。

附图说明

图1基于高温超导技术的双频匹配、二次谐波太赫兹混频器的总设计图；

图2对数周期缝隙天线的设计图；

图3双频阻抗匹配设计图；

图4对称缝隙振子与CPW共面波导设计图；

图5功能使用布局图；

图6对数周期缝隙天线的S11参数图；

图7对数周期缝隙天线的输入阻抗虚部图；

图8对数周期缝隙天线的输入阻抗实部图；

图9双频阻抗匹配优化后的输入阻抗实部图；

图10双频阻抗匹配优化后的输入阻抗虚部图；

图11双频阻抗匹配优化后的S11参数图；

图12加上对称缝隙振子与CPW共面波导后的表面电流分布图；

图13加上对称缝隙振子与CPW共面波导后的输入阻抗实部图；

图14加上对称缝隙振子与CPW共面波导后的输入阻抗虚部图；

图15加上对称缝隙振子与CPW共面波导后的S11参数图；

图16加上对称缝隙振子与CPW共面波导后的S21参数图；

图17加上透镜后的辐射效率图；

图18加上透镜后的S11参数图；

图19加上透镜后的输入阻抗虚部图；

图20加上透镜后的输入阻抗实部图；

图21加上透镜后的220GHz信号在YOZ面的方向图；

图22加上透镜后的220GHz信号在XOZ面的方向图；

图23加上透镜后的210GHz信号在XOZ面的方向图；

图24加上透镜后的210GHz信号在YOZ面的方向图；

图25加上透镜后的230GHz信号在XOZ面的方向图；

图26加上透镜后的230GHz信号在YOZ面的方向图；

图27加上透镜后的105GHz信号在XOZ面的方向图；

图28加上透镜后的105GHz信号在YOZ面的方向图；

图29加上透镜后的100GHz信号在XOZ面的方向图；

图30加上透镜后的100GHz信号在YOZ面的方向图；

图31加上透镜后的110GHz信号在YOZ面的方向图；

图32加上透镜后的110GHz信号在YOZ面的方向图；

图示说明：

1—薄膜、2—介质基底、3—缝隙天线、4—透镜；5—对数周期缝隙天线、6—激励；7—高温超导约瑟夫森结、8—四分之一波长阻抗线；9—中频输出端口、10—对称缝隙振子；11—频率选择表面、12—反射镜。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明基于高温超导技术的双频匹配、二次谐波太赫兹混频器的可行性做进一步说明和详细描述。

实施例1

本实例设计的基于高温超导技术的双频匹配、二次谐波太赫兹混频器，如图1所示；具体实施时，通过巧妙地在介质基底2外延生长的薄膜1上设计对数周期缝隙天线5(如图2所示)调整相关振子尺寸与周期率，实现某两个频点的反射参数S11为极小值点，阻抗的虚部均约为0欧姆，实部同样均为极小值点；再通过阻抗匹配优化设计，(设计如图3所示)将两个频点的阻抗同时优化到5-15欧姆左右，这样就能实现高温超导的约瑟夫森结7的二次谐波混频，鉴于谐波中二次谐波的能量最大，故在谐波混频中，二次谐波混频的变频损耗最小。

与基于高温超导技术的基波混频相比，谐波混频可用频率选择表面替换分束器，从而避免射频耦合带来的损耗与性能恶化，让本振信号完全透过频率选择表面表面、射频信号完全由频率选择表面反射，实现理想合路，一起耦合至混频器中，从而大幅降低信号耦合损耗。

然后利用对数周期缝隙天线5外围基本没有高频电流的特点，采用CPW(共面波导)技术，如图4所示，在对数周期缝隙天线最外层增设对称振子，并平滑引出至薄膜边缘(尽量不影响原有天线的场)，这样便可以在不影响射频与本振信号的情况下，将变频后的中频信号引出，简单实用；最后采用半球形透镜对接收与本振信号进行接收，将平面波汇聚为球面波，通过透镜4进一步提高信号增益并使信号传播到缝隙天线3，并在缝隙天线3的高温超导约瑟夫森结7处完成二次谐波混频，得到的中频信号通过缝隙天线3的CPW传到中频输出端口9进行输出。

此外，该混频器还可进行高次谐波、基波的有源与无源混频。

且与基于高温超导技术的基波混频相比，谐波混频可用频率选择表面11替换分束器，从而避免射频耦合带来的损耗与性能恶化，让本振信号完全透过频率选择表面11、射频信号完全由频率选择表面11反射，实现理想合路，一起耦合至混频器中，从而大幅降低信号耦合损耗，功能使用布局图如图5。技术指标如下：

接收信号中心频率：220GHz；接收信号带宽(-3dB)：≥20GHz；本振信号中心频率：105GHz；本振信号带宽(-3dB)：≥10GHz；中频信号中心频率：10GHz；中频信号带宽(-3dB)：≥20GHz。薄膜1的设计：

根据薄膜1的长宽一般大于缝隙天线3的1-2倍，考虑一定的冗余性，本次设计的薄膜1长宽均为6mm。

(1)介质基底2的设计方法：

本实施例的介质基底2材料选用MgO，其长宽尺寸与薄膜1一致，其厚度选择500μm。

(2)缝隙天线2的设计方法：

(a)本案例选用对数周期缝隙天线5，然后通过CST软件进行仿真优化，激励6为天线的馈电，调整最长缝隙振子的长度与周期率，如图6、图7、图8所示，天线在105GHz与220GHz附近的反射参数S11为极小值点，分别为-3.7dB与-4.2dB，阻抗的虚部均约为0欧姆左右，实部同样均为极小值点，分别为21.1与23.32欧姆。

(b)本案例采用四分之一波长高低阻抗线8，由图7、图8可知没有增设四分之一波长高低阻抗线8时的输入阻抗约为21欧姆，令四分之一波长高低阻抗线8的特性阻抗Z

同理，在增加一段特性阻抗为41.59欧姆的四分之一波长高低阻抗线8，经过计算后，得到高温超导约瑟夫森结7处的输入阻抗10.05欧姆。以便进行非线性混频。

由图9和图10的仿真结果可以看出，进行双频阻抗匹配优化后，在105GHz与220GHz处，高温超导约瑟夫森结7处的输入阻抗虚部均在0欧姆附近，实部均降到了10欧姆左右，与上面的理论分析一致。同时，图11可以看出，在105GHz与220GHz处，高温超导约瑟夫森结7处的反射参数分别为-9dB与-10dB，相比不加四分之一波长高低阻抗线8之前下降了约6dB，越有利于接收信号与本振信号的传输，效果非常好。

(c)采用CPW(共面波导)技术，利用对数周期缝隙天线外围基本没有高频电流的特点，在对数周期缝隙天线最外层增设对称缝隙振子10，然后平滑引出至薄膜边缘(尽量不影响原有天线的场)的中频输出端口9，本案例选择的特性阻抗约为50欧姆的CPW共面波导，由图12的仿真结果可以看出，增设对称缝隙振子10与CPW共面波导后，薄膜上的表面电流主要集中在对数周期缝隙天线5处，并没有流到对称缝隙振子10与CPW共面波导上。

而且图13、图14和图15仿真结果可以看出，增设对称缝隙振子10与CPW共面波导后，在220GHz的频点，高温超导约瑟夫森结7处的输入阻抗的实部降低至8.25欧姆，虚部基本不变，反射参数S11降低至-12.04dB；在110GHz的频点，高温超导约瑟夫森结7处的输入阻抗的实部增至12.48欧姆，虚部基本不变，反射参数S11增低至-7.38dB。

由上面分析可知，增设对称缝隙振子10与CPW共面波导，对对数周期缝隙天线5与四分之一波长高低阻抗线8附近的电流分布基本没有影响，对高温超导约瑟夫森结7处的在频点220GHz的输入阻抗以及反射参数有较好的影响，在频点105GHz的输入阻抗以及反射参数有较差的影响，但这种影响非常小，是可以接受的。

同时，由图16仿真结果可以看出，参数S21的-3dB带宽约为29GHz，满足设计需求。这样便可以在不影响射频与本振信号的情况下，将下变频后的中频信号引出，简单实用。

(3)透镜4设计为半球形，直径为6mm，材料选用Si。

上述设计完成后，由图5可以看出，通过调整频率选择表面11与反射镜12的角度与位置，来改变射频信号与本振信号传播方向，最终使射频信号与本振信号同时到达透镜4，通过透镜4进一步提高信号增益并使信号传播到缝隙天线3，并在缝隙天线3的高温超导约瑟夫森结7处完成二次谐波混频，得到的中频信号通过缝隙天线3的CPW传到中频输出端口9进行输出。

由图17可以看出，基于高温超导的双频匹配的二次谐波THz下变频混频器在220GHz处的辐射效率是极大值，而且其-3dB带宽大于20GHz；在105GHz处的辐射效率也是极大值，而且其-3dB带宽大于10GHz。

由图18、图19以及图20可以看出，基于高温超导的双频匹配的二次谐波THZ下变频混频器在105GHz与220GHz处的反射参数分别为-10.2dB与-16.11dB，-3dB带宽分别大于10GHz与20GHz，且均为极小值；在105GHz与220GHz处高温超导约瑟夫森结7的输入阻抗的实部分别为6.73与9.22欧姆，虚部均为0欧姆。

由图21、图22、图23、图24、图25、图26、图27、图28、图29、图30、图31以及图32可以看出，基于高温超导的双频匹配的二次谐波THz下变频混频器在110GHz、105GHz、110GHz处的XOZ与YOZ面的方向图增益均大于11dB，主副瓣抑制度大于10dB；在210GHz、220GHz、230GHz处的XOZ与YOZ面的方向图增益均大于18dB，主副瓣抑制度大于15dB。

上述结果均满足设计要求，且非常理想，也说明了本发明的可行性。

具体实施时，本发明还可以用于设计高次谐波混频器，具体为：有源混频只需在高温超导约瑟夫森结处的两侧增加偏置电流，此时对谐波的能量要求降低，可选择高次谐波进行混频，混频原理如下式(2)：f

以上仅表达了本发明的实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此理解为本专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本系统构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本专利的保护范围。因此，本专利的保护范围应以所附权利要求为准。