马达控制装置、机电一体单元、混合动力系统、电动助力转向系统以及马达控制方法

技术领域

本发明涉及一种马达控制装置、机电一体单元、混合动力系统、电动助力转向系统以及马达控制方法。

背景技术

永磁铁同步马达不需要电刷和整流子等机械性的电流整流机构而易于维护，并且小型轻量，效率、功率因数都高，所以广泛地普及到了电动汽车的驱动、发电等用途。永磁铁同步马达通常由定子和转子构成，所述定子由电枢线圈等构成，所述转子由永磁铁和铁心等构成。将从电池等直流电源供给的直流电压在逆变器中转换为交流电压，使用该交流电压对永磁铁同步马达的电枢线圈流通交流电流，由此产生电枢磁通。借助因该电枢磁通与永磁铁的磁铁磁通之间产生的吸引力和斥力而产生的磁铁转矩、因使穿过转子的电枢磁通的磁阻最小化而产生的磁阻转矩来驱动永磁铁同步马达。

永磁铁同步马达中，在马达的旋转方向(周向)和与马达的旋转轴垂直的方向(径向)上分别产生电枢磁通和磁铁磁通带来的电磁力。上述转矩是周向的电磁力的积分，其中包含马达的磁路的结构所引起的转矩的波动(转矩脉动)。另一方面，马达的径向上产生的电磁力作为使马达的定子和壳体变形、振动的激振力(电磁激振力)发挥作用。

在电动汽车、混合动力汽车这样的使用永磁铁同步马达的环保汽车中，有时会在马达上安装由多个齿轮(gear)构成的减速器。该减速器会产生与取决于齿轮的齿数的啮合频率相应的振动。因此，根据马达的转速的不同，马达中产生的电磁激振力和转矩脉动与减速器中产生的振动有时会叠加而产生大的振动和噪音。

作为本申请发明的关联技术，已知有专利文献1记载的技术。专利文献1中揭示了一种技术，即，通过以互不一致的方式设定变频装置的输出基本频率与齿轮减速器的啮合基本频率来避免它们的共振，所述变频装置由转换器和逆变器构成，对电动机供给交流电，所述齿轮减速器对电动机的旋转进行减速。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开昭61-227649号公报

发明内容

发明要解决的问题

在电动汽车、混合动力汽车这样的使用永磁铁同步马达的环保汽车中，振动和噪音在广阔范围的转速内成为问题。然而，专利文献1揭示的方法无法在广阔范围的转速内有效地抑制马达与减速器的相互作用带来的振动和噪音的产生。

本发明是鉴于上述问题而成，其目的在于有效地抑制马达与减速器进行组合的情况下产生的振动和噪音。

解决问题的技术手段

本发明的马达控制装置对交流马达的驱动进行控制，所述交流马达与进行从直流电向交流电的功率变换的功率变换器连接，经由减速器来输出通过使用所述交流电进行驱动而生成的旋转驱动力，该马达控制装置具备：载波生成部，其生成载波；载波频率调整部，其调整所述载波的频率；以及门信号生成部，其使用所述载波对与转矩指令相应的电压指令进行脉宽调制，生成用于控制所述功率变换器的动作的门信号，所述载波频率调整部根据所述转矩指令和所述交流马达的转速来改变所述电压指令与所述载波的相位差，以所述减速器的啮合频率同与所述电压指令相应的基波电流的谐波分量的差处于规定范围内的方式对所述载波的频率进行调整。

本发明的机电一体单元具备：所述马达控制装置；所述功率变换器，其连接于所述马达控制装置；所述交流马达，其由所述功率变换器驱动；以及所述减速器，其传递所述交流马达的旋转驱动力，所述交流马达、所述功率变换器以及所述减速器成为一体结构。

本发明的混合动力系统具备：所述马达控制装置；所述功率变换器，其连接于所述马达控制装置；所述交流马达，其由所述功率变换器驱动；所述减速器，其传递所述交流马达的旋转驱动力；以及发动机系统，其连接于所述交流马达。

本发明的电动助力转向系统具备：所述马达控制装置；所述功率变换器，其连接于所述马达控制装置；所述交流马达，其由所述功率变换器驱动；以及所述减速器，其传递所述交流马达的旋转驱动力，使用所述交流马达的旋转驱动力对驾驶员的转向操作进行辅助。

本发明的马达控制方法对交流马达的驱动进行控制，所述交流马达与进行从直流电向交流电的功率变换的功率变换器连接，经由减速器来输出通过使用所述交流电进行驱动而生成的旋转驱动力，该方法中，生成与转矩指令相应的电压指令，根据所述转矩指令和所述交流马达的转速来改变所述电压指令与载波的相位差，以所述减速器的啮合频率同与所述电压指令相应的基波电流的谐波分量的差处于规定范围内的方式对所述载波的频率进行调整，以调整后的频率来生成所述载波，使用所述载波对所述电压指令进行脉宽调制，生成用于控制所述功率变换器的动作的门信号。

发明的效果

根据本发明，能有效地抑制马达与减速器进行组合的情况下产生的振动和噪音。

附图说明

图1为配备有本发明的一实施方式的马达控制装置的马达驱动系统的整体构成图。

图2为表示本发明的第1实施方式的马达控制装置的功能构成的框图。

图3为表示改变了调制波与载波的相位差的情况下的电压波形的关系的图。

图4为表示改变了调制波与载波的相位差的情况下的U相交流电压的谐波分量的图。

图5为本发明的第1实施方式的载波频率调整部的框图。

图6为表示马达的转速与载波频率、减速器的啮合频率以及边带波分量所引起的马达的振动频率的关系的一例的图。

图7为本发明的第1实施方式的电压相位误差运算部的框图。

图8为本发明的基准电压相位运算的概念图。

图9为表示载波、电压指令以及PWM脉冲的例子的图。

图10为本发明的第2实施方式中的机电一体单元的外观立体图。

图11为本发明的第3实施方式中的混合动力系统的构成图。

图12为本发明的第4实施方式中的电动助力转向系统的构成图。

图13为本发明的第4实施方式的电动助力转向系统中的驱动控制系统的构成图。

具体实施方式

[第1实施方式]

下面，使用附图，对本发明的第1实施方式进行说明。

图1为配备有本发明的一实施方式的马达控制装置的马达驱动系统的整体构成图。图1中，马达驱动系统100具有马达控制装置1、马达2、逆变器3、高压电池5、电流检测部7、减速器8、旋转位置检测器41。

马达2的旋转位置θ从旋转位置检测器41输入至马达控制装置1。此外，分别表示流至马达2的三相的交流电流的Iu、Iv、Iw从电流检测部7输入至马达控制装置1，转矩指令T*从省略了图示的上位控制装置输入至马达控制装置1。马达控制装置1根据这些输入信息来生成用于控制马达2的驱动的门信号，并输出至逆变器3。由此，对逆变器3的动作进行控制而控制马达2的驱动。再者，马达控制装置1的详情于后文进行说明。

逆变器3具有逆变电路31、PWM信号驱动电路32以及平滑电容器33。PWM信号驱动电路32根据从马达控制装置1输入的门信号来生成用于控制逆变电路31所具有的各开关元件的PWM信号，并输出至逆变电路31。逆变电路31具有分别对应于U相、V相、W相的上臂及下臂的开关元件。通过按照从PWM信号驱动电路32输入的PWM信号来分别控制这些开关元件，从高压电池5供给的直流电得以转换为交流电而输出至马达2。平滑电容器33将从高压电池5供给至逆变电路31的直流电平滑化。

高压电池5为马达驱动系统100的直流电压源，向逆变器3输出电源电压Hvdc。高压电池5的电源电压Hvdc由逆变器3的逆变电路31和PWM信号驱动电路32转换为可变电压、可变频率的脉冲状的三相交流电压，作为线间电压施加至马达2。由此，基于高压电池5的直流电而从逆变器3向马达2供给交流电。再者，高压电池5的电源电压Hvdc根据其充电状态而变动。

马达2是由从逆变器3供给的交流电加以旋转驱动的三相电动机，具有定子(stator)及转子(rotor)。在本实施方式中，对使用永磁铁同步马达作为马达2的例子进行说明，但也可使用例如感应马达、同步磁阻马达等其他方式的马达2。当从逆变器3输入的交流电施加至定子中设置的三相的线圈Lu、Lv、Lw时，在马达2中导通三相交流电流Iu、Iv、Iw，各线圈中产生磁通。在这各线圈的磁通与转子中配置的永磁铁的磁铁磁通之间产生吸引力和斥力，由此在转子中产生转矩，马达2得以旋转驱动。

马达2的旋转轴上安装有多个齿轮组合而构成的减速器8。马达2的转子中产生的转矩从转子上固定的旋转轴经由减速器8传递至马达驱动系统100的外部。

马达2上安装有用于检测转子的旋转位置θ的旋转位置传感器4。旋转位置检测器41根据旋转位置传感器4的输入信号来运算旋转位置θ。旋转位置检测器41给出的旋转位置θ的运算结果输入至马达控制装置1，在通过由马达控制装置1根据马达2的感应电压的相位而生成脉冲状的门信号来进行的交流电的相位控制中加以利用。

此处，旋转位置传感器4更佳为由铁心和绕组构成的旋转变压器，但GMR传感器等使用磁阻元件、霍耳元件的传感器也无问题。只要能测定转子的磁极位置，便可以使用任意传感器作为旋转位置传感器4。此外，旋转位置检测器41也可不使用来自旋转位置传感器4的输入信号而是使用流至马达2的三相交流电流Iu、Iv、Iw或者从逆变器3施加至马达2的三相交流电压Vu、Vv、Vw来推断旋转位置θ。

在逆变器3与马达2之间的电流路径上配置有电流检测部7。电流检测部7对在马达2中通电的三相交流电流Iu、Iv、Iw(U相交流电流Iu、V相交流电流Iv以及W相交流电流Iw)进行检测。电流检测部7例如是使用霍耳电流传感器等来构成。电流检测部7给出的三相交流电流Iu、Iv、Iw的检测结果输入至马达控制装置1，用于马达控制装置1所进行的门信号的生成。再者，图1中展示的是电流检测部7由3个电流检测器构成的例子，但也可将电流检测器设为2个而根据三相交流电流Iu、Iv、Iw的和为零这一事实来算出剩余一相的交流电流。此外，也可借助平滑电容器33与逆变器3之间所插入的分流电阻等来检测从高压电池5流入逆变器3的脉冲状的直流电流，根据该直流电流和从逆变器3施加至马达2的三相交流电压Vu、Vv、Vw来求三相交流电流Iu、Iv、Iw。

接着，对马达控制装置1的详情进行说明。图2为表示本发明的第1实施方式的马达控制装置1的功能构成的框图。

如图2所示，马达控制装置1具有电流指令生成部11、速度算出部12、三相/dq变换部13、电流控制部14、dq/三相电压变换部15、载波频率调整部16、三角波生成部17、门信号生成部18这各个功能块。马达控制装置1例如由微型计算机构成，可以通过在微型计算机中执行规定程序来实现这些功能块。或者，也可使用逻辑IC或FPGA等硬件电路来实现这些功能块的一部分或全部。

电流指令生成部11根据输入的转矩指令T*和电源电压Hvdc来运算d轴电流指令Id*及q轴电流指令Iq*。此处，例如使用预先设定的电流指令图、表示d轴电流Id和q轴电流Iq与马达转矩的关系的数式等来求与转矩指令T*相应的d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*。

速度算出部12根据旋转位置θ的时间变化来运算表示马达2的旋转速度(转速)的马达转速ωr。再者，马达转速ωr可为由角速度(rad/s)或转速(rpm)来表示的值。此外，这些值也可相互转换来加以使用。

三相/dq变换部13对电流检测部7所检测到的三相交流电流Iu、Iv、Iw进行基于旋转位置检测器41所求出的旋转位置θ的dq变换，运算出d轴电流值Id及q轴电流值Iq。

电流控制部14根据从电流指令生成部11输出的d轴电流指令Id*及q轴电流指令Iq*与从三相/dq变换部13输出的d轴电流值Id及q轴电流值Iq的偏差，以这些值各自一致的方式运算与转矩指令T*相应的d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*。此处，例如通过PI控制等控制方式来求与d轴电流指令Id*与d轴电流值Id的偏差相应的d轴电压指令Vd*和与q轴电流指令Iq*与q轴电流值Iq的偏差相应的q轴电压指令Vq*。

dq/三相电压变换部15对电流控制部14所运算出的d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*进行基于旋转位置检测器41所求出的旋转位置θ的三相变换，运算出三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*(U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*以及W相电压指令值Vw*)。由此，生成与转矩指令T*相应的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。

载波频率调整部16根据电流指令生成部11所生成的d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*、旋转位置检测器41所求出的旋转位置θ、速度算出部12所求出的转速ωr、转矩指令T*来运算表示门信号的生成中使用的载波的频率的载波频率fc。再者，载波频率调整部16对载波频率fc的运算方法的详情于后文叙述。

三角波生成部17根据载波频率调整部16所运算出的载波频率fc，针对三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*各者来生成三角波信号(载波信号)Tr。

门信号生成部18使用从三角波生成部17输出的三角波信号Tr分别对从dq/三相电压变换部15输出的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*进行脉宽调制，生成用于控制逆变器3的动作的门信号。具体而言，根据从dq/三相电压变换部15输出的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与从三角波生成部17输出的三角波信号Tr的比较结果而针对U相、V相、W相这各相来生成脉冲状的电压。继而，根据生成的脉冲状的电压来生成针对逆变器3的各相的开关元件的脉冲状的门信号。此时，使各相的上臂的门信号Gup、Gvp、Gwp分别作逻辑反相来生成下臂的门信号Gun、Gvn、Gwn。门信号生成部18所生成的门信号从马达控制装置1输出至逆变器3的PWM信号驱动电路32，由PWM信号驱动电路32转换为PWM信号。由此，逆变电路31的各开关元件受到接通/断开控制，从而调整逆变器3的输出电压。

接着，对马达控制装置1中的载波频率调整部16的动作进行说明。如前文所述，载波频率调整部16根据d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*、旋转位置θ、转速ωr、以及转矩指令T*来运算载波频率fc。通过逐次控制三角波生成部17按照该载波频率fc来生成的三角波信号Tr的频率，以载波即三角波信号Tr的周期和相位分别成为期望的关系的方式对与转矩指令T*相应的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的电压波形进行调整。再者，此处的所谓期望的关系，是指因PWM信号下的逆变器3的开关动作所引起的谐波电流而在马达2中产生的电磁激振力或转矩脉动与减速器8中因齿轮的啮合而产生的振动成为同周期且反相位这样的关系。由此，对马达2与减速器8组合而构成的马达驱动系统100中产生的振动和噪音进行抑制。

下面，参考图3、图4，对本实施方式中的减速器8的振动的抑制方法的基本思路进行说明。图3为表示改变了调制波即U相电压指令Vu*与载波即三角波信号Tr之间的相位差(以下称为“调制波/载波相位差”)的情况下的、这些电压波形的关系的图。图3的(a)展示的是将调制波/载波相位差设为-90deg的情况下的载波和调制波的电压波形，图3的(b)展示的是将调制波/载波相位差设为0deg的情况下的载波和调制波的电压波形，图3的(c)展示的是将调制波/载波相位差设为90deg的情况下的载波和调制波的电压波形。在图3的(a)的情况下，在调制波的过零上升时，载波即三角波处于波谷，在图3的(b)的情况下，在调制波的过零上升时，三角波处于过零下降，在图3的(c)的情况下，在调制波的过零上升时，三角波处于波峰。如此，通过改变调制波/载波相位差，如以下所说明，能在使通过PWM控制获得的U相交流电压Vu的振幅固定不变的状态下自如地改变基波分量以外的谐波分量的相位。

再者，图3的(a)～图3的(c)中，为方便说明，是将调制波与载波的频率比设为15，但本发明并不限定于此。此外，图3的(a)～图3的(c)中展示的是U相电压指令Vu*来作为调制波的例子，而对于其他相的电压指令即V相电压指令Vv*和W相电压指令Vw*，通过与图3同样地设定调制波/载波相位差，也能自如地改变基波分量以外的谐波分量的相位。

图4为表示改变了调制波即U相电压指令Vu*与载波即三角波信号Tr的相位差的情况下从逆变器3输出至马达2的U相交流电压Vu的谐波分量的图。图4的(a)中展示的是图3的(a)～图3的(c)所示的调制波/载波相位差即-90deg、0deg、90deg这各相位差下的U相交流电压Vu的每一谐波分量的振幅，图4的(b)中展示的是这各相位差下的U相交流电压Vu的每一谐波分量的相位。再者，图4的(a)、图4的(b)中是以U相交流电压Vu的1次分量的形式来分别展示基波分量的振幅和相位。此外，图4的(b)中，对于图4的(a)中振幅较大的11次、13次、17次、19次、29次、31次这各谐波分量是分别展示将基波分量的相位设为-135deg时的相位。

根据图4的(a)得以确认，即便变更调制波/载波相位差，从逆变器3输出的U相交流电压Vu中包含1次(基波)的各阶次分量的振幅也不会变化。也就是得知，即便改变调制波/载波相位差，马达2的转矩输出值也不变。另一方面，根据图4的(b)得知，U相交流电压Vu的1次(基波)分量以外的各谐波分量的相位会根据调制波/载波相位差而变化。也就是说，改变调制波/载波相位差可以说等效于改变U相交流电压Vu的基波分量以外的谐波分量的相位。

再者，图4的(a)、图4的(b)中展示的是从逆变器3输出的三相交流电压中的U相交流电压Vu的频率解析结果，而对于其他相的交流电压即V相交流电压Vv和W相交流电压Vw，也是获得与图4的(a)、图4的(b)同样的频率解析结果。因而，通过改变调制波/载波相位差，能够任意改变从逆变器3输出的三相交流电压的基波分量以外的谐波分量的相位。

如以上所说明，通过变更调制波/载波相位差，能在维持马达2的转矩输出值的情况下改变从逆变器3输出的三相交流电压的各谐波分量的相位。因而，在将因PWM信号下的逆变器3的开关动作所引起的谐波电流而在马达2中产生的电磁激振力或转矩脉动与减速器8中因齿轮的啮合而产生的振动设为同周期的基础上，以它们相互成为反相位的方式设定调制波/载波相位差的值，从而能够满足前文所述的期望的关系。其结果，可知可以借助脉宽调制中使用的载波所引起的电磁激振力和转矩脉动来抵消减速器8中产生的振动而减少马达驱动系统100中产生的振动和噪音。

图5为本发明的第1实施方式的载波频率调整部16的框图。载波频率调整部16具有同步PWM载波数选择部161、电压相位运算部162、电压相位误差运算部164、同步载波频率运算部165、载波频率设定部166。

同步PWM载波数选择部161选择同步PWM载波数Nc，所述同步PWM载波数Nc表示同步PWM控制中的载波相对于电压波形的1周期的数量、也就是载波频率fc相对于三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的频率的倍率。同步PWM载波数选择部161例如以Nc±3或Nc×2的值与减速器8中产生的啮合脉动的阶次一致的方式来选择同步PWM载波数Nc。

脉宽调制所引起的谐波电流的脉动(边带波分量)的阶次是使用同步PWM载波数Nc而表示为Nc±2、Nc±4、Nc×2±1。因这些边带波分量而在马达2中产生的电磁激振力和转矩脉动的阶次为Nc±3、Nc×2。另一方面，减速器8通过多个齿轮相互啮合并旋转而以与这些齿轮间的齿数比相应的减速比来传递马达2的旋转驱动力。此时，减速器8的输出中产生各齿轮的啮合所引起的脉动而在减速器8中引起振动。

减速器8中的啮合所引起的脉动的频率(啮合频率)与马达2的转速ωr成比例。此外，以马达2的基波电流的频率为基准的啮合频率的阶次是根据减速器8的齿数比而定。因此，要抑制减速器8的振动，优选像上述那样以Nc±3或Nc×2的值与啮合频率的阶次一致的方式设定同步PWM载波数Nc，由此以满足前文所述的期望的关系的方式调整载波即三角波信号Tr。由此，可以借助脉宽调制中使用的载波所引起的电磁激振力和转矩脉动来抵消减速器8中产生的振动而抑制马达驱动系统100中产生的振动和噪音。

图6为表示马达2的转速与载波频率fc、减速器8的啮合频率fg以及基波电流的边带波分量所引起的马达2的振动(电磁激振力、转矩脉动)的频率的关系的一例的图。若将基波电流的频率设为f1，则边带波分量所引起的振动的频率以fc±3×f1来表示。在同步PWM控制中，载波频率fc和基波电流的频率f1都与马达2的转速成比例地变化。因此，如图6所示，边带波分量所引起的振动的频率fc±3×f1也与马达2的转速成比例地变化。此外，啮合频率fg也像前文所述那样与马达2的转速(旋转速度ωr)成比例地变化。

此处，例如若以Nc－3的值与啮合频率fg的阶次一致的方式设定同步PWM载波数Nc并据此调整载波频率fc，则如图6所示，fg＝fc－3×f1。如此，若在使边带波分量所引起的振动的频率与啮合频率fg一致的基础上，使它们相互成为反相位，则因齿轮的啮合而产生的减速器8的振动被边带波分量所引起的马达2的振动所抵消。因而，能够抑制减速器8的振动。再者，即便Nc－3的值与啮合频率fg的阶次不完全一致，只要该差落在规定范围内，便可以借助边带波分量所引起的马达2的电磁激振力和转矩脉动来抵消减速器8的振动而对其进行抑制。

同步PWM载波数选择部161立足于以上事实来选择同步PWM载波数Nc的值。此时，也可根据转速ωr来改变所选择的同步PWM载波数Nc的值。

再者，减速器8中通常是以不产生与马达2的基波电流所引起的电磁激振力和转矩脉动的共振的方式避开它们的阶次(6的倍数)来设定啮合频率的阶次。例如，可将任意的偶数或奇数、包含小数点以下的值的数等设定为啮合频率的阶次。如上所述，要借助边带波分量所引起的马达2的电磁激振力和转矩脉动来抵消减速器8的振动，须根据这样的啮合频率的阶次来设定同步PWM载波数Nc。

例如在啮合频率的阶次为奇数的情况或者相当于包含小数点以下的值的数的情况下，据此设定的同步PWM载波数Nc的值须设为啮合频率的阶次除以极对数得到的值，所以有时包含小数点以下的值(0.5、0.25等)而不会成为整数。具体而言，例如在同步PWM载波数选择部161中可选择Nc＝3.25、Nc＝9.25等值来作为同步PWM载波数Nc的值。

电压相位运算部162根据d轴电压指令Vd*及q轴电压指令Vq*、旋转位置θ、转速ωr、以及载波频率fc而借助下式(1)～(4)来运算电压相位θv。电压相位θv表示针对逆变器3的电压指令即三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的相位。

θv＝θ+φv+φdqv+0.5π···(1)

φv＝ωr·1.5Tc···(2)

Tc＝1/fc···(3)

φdqv＝atan(Vq/Vd)···(4)

此处，φv表示电压相位的运算延迟补偿值，Tc表示载波周期，φdqv表示距d轴的电压相位。运算延迟补偿值φv是对从旋转位置检测器41获取到旋转位置θ起到马达控制装置1对逆变器3输出门信号为止的期间内产生1.5个控制周期的运算延迟这一情况进行补偿的值。再者，在本实施方式中，在式(1)右边的第4项加上了0.5π。由于借助式(1)右边的第1项～第3项来运算的电压相位为cos波，所以这是用于对其进行视点变换而变换为sin波的运算。

电压相位误差运算部164根据由同步PWM载波数选择部161选择的同步PWM载波数Nc、由电压相位运算部162运算出的电压相位θv、转速ωr、以及转矩指令T*来运算电压相位误差Δθv。电压相位误差Δθv表示针对逆变器3的电压指令即三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与脉宽调制中使用的载波即三角波信号Tr的相位差。电压相位误差运算部164按规定的每一运算周期来运算电压相位误差Δθv，由此，在载波频率调整部16中，能以改变针对逆变器3的电压指令与脉宽调制中使用的载波的相位差的方式进行三角波信号Tr的频率调整。再者，电压相位误差运算部164对电压相位误差Δθv的运算方法的详情于后文叙述。

同步载波频率运算部165按照下式(5)而根据由电压相位误差运算部164运算出的电压相位误差Δθv、转速ωr、以及由同步PWM载波数选择部161选择的同步PWM载波数Nc来运算同步载波频率fcs。

fcs＝ωr·Nc·(1+Δθv·K)/(2π)···(5)

同步载波频率运算部165例如可以通过PLL(Phase Locked Loop)控制来运算基于式(5)的同步载波频率fcs。再者，式(5)中，增益K可设为固定值，也可根据条件而可变。

载波频率设定部166根据转速ωr来选择由同步载波频率运算部165运算出的同步载波频率fcs和非同步载波频率fcns中的任一者，并作为载波频率fc输出。非同步载波频率fcns是载波频率设定部166中预先设定的固定值。再者，也可预先准备多个非同步载波频率fcns而根据转速ωr来选择其中任一个。例如，能以转速ωr的值越大则非同步载波频率fcns的值便越大的方式在载波频率设定部166中选择非同步载波频率fcns而作为载波频率fc输出。

接着，对载波频率调整部16中的电压相位误差运算部164中的电压相位误差Δθv的运算方法的详情进行说明。

图7为本发明的第1实施方式的电压相位误差运算部164的框图。电压相位误差运算部164具有载波相移量运算部1641、基准电压相位运算部1642、加法部1643。

载波相移量运算部1641根据转速ωr和转矩指令T*来运算载波相移量θcs。载波相移量θcs是针对逆变器3的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与脉宽调制中使用的载波即三角波信号Tr的相位差，设定为能减少减速器8中产生的啮合脉动的值。

此处，所谓能减少减速器8中产生的啮合脉动的载波相移量θcs，如前文所述，相当于因基波电流的谐波而在马达2中产生的电磁激振力和转矩脉动与减速器8中因齿轮的啮合而产生的振动相互成为反相位这样的调制波/载波相位差的值，它是根据转速ωr和转矩指令T*而定。因此，例如针对转速ωr与转矩指令T*的各种组合而预先通过实测或模拟等来决定好最佳的载波相移量θcs的值并将该值表格化而存储在载波相移量运算部1641中。继而，当将当前的转速ωr和转矩指令T*的值输入至载波相移量运算部1641时，从表格中读出并获取与它们的组合相对应的载波相移量θcs的值。由此，可以根据转速ωr和转矩指令T*来运算载波相移量θcs。

基准电压相位运算部1642根据同步PWM载波数Nc及电压相位θv和由载波相移量运算部1641求出的载波相移量θcs来运算用于固定同步PWM控制中的载波的相位的基准电压相位θvb。通过由基准电压相位运算部1642进行基准电压相位θvb的运算，能在因基波电流的谐波而在马达2中产生的电磁激振力和转矩脉动与减速器8中因齿轮的啮合而产生的振动之间满足前文所述的期望的关系。

图8为基准电压相位运算部1642所实施的基准电压相位运算的概念图。基准电压相位运算部1642例如像图8所示那样，运算在0到2π之间以与同步PWM载波数Nc相应的级数呈阶梯状变化的基准电压相位θvb。再者，为了使说明易于理解，图8中展示的是同步PWM载波数Nc为3时的例子。

在本实施方式中，为了降低处理负荷，例如像图8所示，载波频率调整部16只能在三角载波从最小值(波谷)上升至最大值(波峰)的区间即波谷分割区间内调整载波的频率。在该情况下，在同步载波频率运算部165中，在载波的波谷分割区间内根据电压相位误差Δθv来逐次运算同步载波频率fcs，由此实施同步PWM控制。基准电压相位运算部1642像图8所示那样以π/3间隔进行变化的离散值的形式来算出该电压相位误差Δθv的运算中使用的基准电压相位θvb。再者，该基准电压相位θvb的间隔根据同步PWM载波数Nc而变化。同步PWM载波数Nc越大，基准电压相位θvb的间隔便越小。

其中，当像前文所述那样以奇数或者包含小数点以下的值的数来设定减速器8的啮合频率的阶次时，为了使Nc±3或Nc×2的值与该阶次一致，有时不得不以包含小数点以下的值的数来设定同步PWM载波数Nc。在这样的情况下，须按每一电压指令周期来改变基准电压相位θvb的初始值而由此改变三角载波的初始相位。

具体而言，基准电压相位运算部1642按照下式(6)～(7)而根据电压相位θv、同步PWM载波数Nc、载波相移量θcs来运算基准电压相位θvb。

θvb＝int(θv/θs)·θs+0.5θs－2π/Nc·n·Nd+θcs···(6)

θs＝2π/Nc···(7)

此处，θs表示每1个载波的电压相位θv的变化幅度，int表示小数点以下的舍去运算。此外，Nd表示同步PWM载波数Nc的小数部分的值，n表示从0起按电压指令的每一周期逐次加1的计数值。

再者，在本实施方式中，只要能根据电压相位θv来运算在0到2π之间以与同步PWM载波数Nc相应的级数呈阶梯状变化而且其初始值按每一电压指令周期发生变化的基准电压相位θvb，则基准电压相位运算部1642也可通过式(6)～(7)以外的运算方法来进行基准电压相位θvb的运算。

加法部1643对电压相位θv加上由基准电压相位运算部1642运算出的基准电压相位θvb，由此运算出电压相位误差Δθv。

像以上说明过的那样，在电压相位误差运算部164中，运算电压相位误差Δθv。由此，可以根据同步PWM载波数Nc、电压相位θv、转速ωr、转矩指令T*而以借助脉宽调制中使用的载波所引起的转矩脉动和电磁激振力来抵消减速器8的齿轮的啮合所引起的脉动的方式决定电压相位误差Δθv。其结果，能以减少马达驱动系统100中产生的转矩脉动或电磁激振力的方式改变针对逆变器3的电压指令与脉宽调制中使用的载波的相位差而设定载波频率fc。

图9为表示本实施方式的马达控制装置1中的载波(三角波信号Tr)及电压指令和通过它们的比较来生成的PWM脉冲的例子的图。图9的(a)中展示了Nc＝3.25、θcs＝0的情况下的各信号的例子，图9的(b)中展示了Nc＝3.25、θcs＝90deg的情况下的各信号的例子。在这些例子中，前文所述的式(6)、(7)中的Nd的值为Nd＝0.25。

得知，图9的(a)、(b)中，均按照式(6)、(7)而按每一电压指令周期来改变基准电压相位θvb的初始值，由此，各电压指令周期内的三角载波Tr的初始相位逐次发生2π×Nd＝0.5π(90deg)的变化。即，以1/Nd＝4个周期的电压指令为1组而以针对逆变器3的电压指令与脉宽调制中使用的载波的相位差成为载波相移量θcs的方式调整三角波信号Tr的频率。

再者，在载波频率调整部16中，上述处理可在马达2的牵引驱动时也可在再生驱动时进行。牵引驱动时，转矩指令T*为正值，再生驱动时，转矩指令T*为负值。因而，在载波频率调整部16中根据转矩指令T*的值来实施马达2为牵引驱动或再生驱动中的哪一者的判断，根据该判断的结果在电压相位误差运算部164中进行上述那样的运算处理，由此，能以借助脉宽调制中使用的载波所引起的电磁激振力和转矩脉动来抵消减速器8中产生的振动的方式改变电压相位误差Δθv而设定载波频率fc。

根据以上说明过的本发明的第1实施方式，取得以下作用效果。

(1)马达控制装置1对马达2的驱动进行控制，所述马达2与进行从直流电向交流电的功率变换的逆变器3连接，经由减速器8来输出通过使用该交流电进行驱动而生成的旋转驱动力，该马达控制装置1具备：三角波生成部17，其生成载波即三角波信号Tr；载波频率调整部16，其对表示三角波信号Tr的频率的载波频率fc进行调整；以及门信号生成部18，其使用三角波信号Tr对与转矩指令T*相应的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*进行脉宽调制，生成用于控制逆变器3的动作的门信号。载波频率调整部16根据转矩指令T*和马达2的转速ωr来改变三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波信号Tr的相位差，以减速器8的啮合频率同与三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*相应的基波电流的谐波分量的差处于规定范围内的方式对载波频率fc进行调整。因此，能有效地抑制马达2与减速器8进行组合的情况下产生的振动和噪音。

(2)载波频率调整部16以表示载波频率fc相对于三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的频率的倍率的同步PWM载波数Nc成为一定数的方式对载波频率fc进行调整。因此，能以载波即三角波信号Tr的周期和相位分别成为期望的关系的方式对三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的电压波形进行调整而可靠地进行同步PWM控制。

(3)在同步PWM载波数Nc为由整数部分Ni和小数部分Nd构成的一定数的情况下，载波频率调整部16借助式(6)、(7)来运算基准电压相位θvb，由此，将三角波信号Tr的初始相位按三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*的每一周期逐次错开2π×Nd来改变三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与三角波信号Tr的相位差。因此，即便在以奇数或者包含小数点以下的值的数来设定减速器8的啮合频率的阶次的情况下，也能以载波即三角波信号Tr的周期和相位分别成为期望的关系的方式进行调整而有效地抑制马达2与减速器8进行组合的情况下产生的振动和噪音。

[第2实施方式]

接着，使用附图，对本发明的第2实施方式进行说明。

图10为第2实施方式中的机电一体单元71的外观立体图。

机电一体单元71是包含第1实施方式中说明过的马达驱动系统100(马达控制装置1、马达2、逆变器3以及减速器8)而构成。马达2与逆变器3经由母线712在结合部713连接。马达2的输出经由减速器8所具有的齿轮711传递至省略了图示的差动齿轮，从而传递至车轴。再者，图10中省略了马达控制装置1的图示，而马达控制装置1可以配置在任意位置。

该机电一体单元71的特征在于，是马达2、逆变器3以及包含齿轮711的减速器8成为一体的结构。在机电一体单元71中，由于这样的一体结构，有时会在马达2中产生的由于时间谐波而引起的振动和噪音与减速器8中的齿轮711的啮合带来的振动和噪音之间产生共振，在该情况下，振动和噪音会恶化。然而，通过使用第1实施方式中说明过的马达控制装置1对马达2的驱动进行控制，能将它们相互抵消来加以抑制，所以能实现低振动、低噪音的机电一体单元。

[第3实施方式]

接着，使用附图，对本发明的第3实施方式进行说明。

图11为第3实施方式中的混合动力系统72的构成图。

如图11所示，混合动力系统72是包含第1实施方式中说明过的马达驱动系统100(马达控制装置1、马达2、逆变器3、高压电池5、电流检测部7、减速器8、旋转位置检测器41)和与马达驱动系统100同样的马达驱动系统101(马达控制装置1、马达2a、逆变器3a、高压电池5、电流检测部7a、减速器8a、旋转位置检测器41a)而构成。马达驱动系统100、101共享马达控制装置1和高压电池5。

马达2a上安装有用于检测转子的旋转位置θa的旋转位置传感器4a。旋转位置检测器41a根据旋转位置传感器4a的输入信号来运算旋转位置θa，并输出至马达控制装置1。在逆变器3a与马达2a之间配置有电流检测部7a。马达2a的旋转轴上安装有多个齿轮组合而构成的减速器8a。马达2a的转子中产生的转矩从转子上固定的旋转轴经由减速器8a传递至马达驱动系统101的外部。

逆变器3a具有逆变电路31a、PWM信号驱动电路32a以及平滑电容器33a。PWM信号驱动电路32a连接于与逆变器3的PWM信号驱动电路32共用的马达控制装置1，根据从马达控制装置1输入的门信号来生成用于控制逆变电路31a所具有的各开关元件的PWM信号，并输出至逆变电路31a。逆变电路31a及平滑电容器33a连接于与逆变电路31及平滑电容器33共用的高压电池5。

针对马达2的转矩指令T*和针对马达2a的转矩指令Ta*输入至马达控制装置1。马达控制装置1根据这些转矩指令，通过如第1实施方式中说明过的方法来分别生成用于控制马达2、2a的驱动的门信号，并分别输出至逆变器3、3a。即，由马达控制装置1所具有的载波频率调整部16的电压相位误差运算部164以能分别抑制马达2、2a与减速器8、8a分别组合而构成的马达驱动系统100、101中产生的振动和噪音的方式运算电压相位误差Δθv来调整载波即三角波信号Tr的频率。再者，在电压相位误差运算部164中，载波相移量运算部1641也可针对各逆变器3、3a而设定不同的载波相移量θcs。

发动机系统721和发动机控制部722连接于马达2。发动机系统721通过发动机控制部722的控制进行驱动，使得马达2旋转驱动。通过由发动机系统721旋转驱动，马达2作为发电机进行动作，产生交流电。马达2所产生的交流电由逆变器3转换为直流电而对高压电池5进行充电。由此，能使混合动力系统72作为串联式混合动力系统发挥功能。再者，发动机系统721和发动机控制部722也可设为能与马达2a连接。

根据本实施方式，使用第1实施方式中说明过的马达控制装置1来实现图11的混合动力系统72，由此，获得马达2、2a与减速器8、8a分别进行组合时产生的振动和噪音的减少这一效果。因此，能够削减以往的混合动力系统中为应对振动和噪音而需要的减振材料和吸音材料等。

[第4实施方式]

接着，使用附图，对本发明的第4实施方式进行说明。在本实施方式中，对在电动助力转向系统中的应用例进行说明。

图12为表示本发明的第4实施方式的电动助力转向系统的构成的图。电动助力转向系统61具有驱动控制系统75，所述驱动控制系统75包含第1实施方式中说明过的马达控制装置1及减速器8、和冗余化的驱动系统102A、102B。电动助力转向系统61借助转矩传感器63来检测方向盘62的旋转转矩，根据该旋转转矩使驱动控制系统75动作。由此，使用驱动控制系统75所具有的马达2的旋转驱动力来产生与方向盘62的输入相应的辅助转矩，并经由减速器8及转向辅助机构64输出至转向机构65，由此对驾驶员的转向操作进行辅助。其结果，借助转向机构65使得轮胎66转舵而对车辆的行进方向进行控制。

车辆的电动助力转向系统通常是经由方向盘与驾驶员直接连结，所以振动和噪音容易传递至驾驶员，对振动和噪音的要求规格高。尤其是在驾驶员正在高速转动方向盘的状态下，与其他的产生因素相比，马达和减速器的动作在振动和噪音的原因上占主导。对此，本实施方式的电动助力转向系统61能有效地减少驾驶员正在高速转动方向盘62的状态下的振动，所以能够实现低振动且低噪音的电动助力转向系统。

图13为表示本发明的第4实施方式的电动助力转向系统61中的驱动控制系统75的构成的图。在驱动控制系统75中，马达控制装置1、马达2、高压电池5以及减速器8以共用方式连接于冗余化的驱动系统102A、102B。在本实施方式中，马达2具有2个绕组系统21、22，一绕组系统21构成驱动系统102A，另一绕组系统22构成驱动系统102B。

驱动系统102A具有逆变器3及旋转位置检测器41，用于检测与绕组系统21相对应的转子的旋转位置θ的旋转位置传感器4安装在马达2上。由逆变器3生成的交流电流至马达2的绕组系统21而使马达2旋转驱动。在驱动系统102A中，逆变器3与马达2之间配置有电流检测部7。

驱动系统102B具有逆变器3a及旋转位置检测器41a，用于检测与绕组系统22相对应的转子的旋转位置θa的旋转位置传感器4a安装在马达2上。由逆变器3a生成的交流电流至马达2的绕组系统22而使马达2旋转驱动。在驱动系统102B中，逆变器3a与马达2之间配置有电流检测部7a。再者，逆变器3a、旋转位置检测器41a、旋转位置传感器4a以及电流检测部7a分别与第3实施方式中说明过的图11中的相同。

针对马达2的转矩指令T*输入至马达控制装置1。马达控制装置1根据输入的转矩指令T*，通过如第1实施方式中说明过的方法来生成用于控制马达2的驱动的门信号，并分别输出至逆变器3、3a。即，由马达控制装置1所具有的载波频率调整部16的电压相位误差运算部164以能分别抑制驱动系统102A、102B与减速器8之间产生的振动和噪音的方式运算电压相位误差Δθv来调整载波即三角波信号Tr的频率。再者，在电压相位误差运算部164中，载波相移量运算部1641也可针对各逆变器3、3a而设定不同的载波相移量θcs。

根据本实施方式，使用第1实施方式中说明过的马达控制装置1来实现图12的电动助力转向系统61，由此，获得马达2与减速器8进行组合时产生的振动和噪音的减少这一效果。因此，能够实现低振动且低噪音的电动助力转向系统。

再者，在以上说明过的各实施方式中，马达控制装置1内的各构成(图2、图5、图7等)也可借助CPU和程序来实现各构成的功能而不依靠硬件的构成。在借助CPU和程序来实现马达控制装置1内的各构成的情况下，硬件的数量减少，所以有能够降低成本这一优点。此外，该程序可以预先存放在马达控制装置的存储介质中来加以提供。或者，也可以将程序存放在独立的存储介质中来加以提供，或者通过网络线路将程序记录、存放在马达控制装置的存储介质中。也能以数据信号(载波)等各种形态的计算机可读入的计算机程序产品的形式来供给。

本发明不限定于上述实施方式，只要不损害本发明的特征，则在本发明的技术思想的范围内思索的其他形态也包含在本发明的范围内。此外，也可设为上述多个实施方式组合而成的构成。

符号说明

1…马达控制装置，2…马达，3…逆变器，4…旋转位置传感器，5…高压电池，7…电流检测部，8…减速器，11…电流指令生成部，12…速度算出部，13…三相/dq变换部，14…电流控制部，15…dq/三相电压变换部，16…载波频率调整部，17…三角波生成部，18…门信号生成部，31…逆变电路，32…PWM信号驱动电路，33…平滑电容器，41…旋转位置检测器，61…电动助力转向系统，71…机电一体单元，72…混合动力系统，75…驱动控制系统，100、101…马达驱动系统，102A、102B…驱动系统，161…同步PWM载波数选择部，162…电压相位运算部，164…电压相位误差运算部，165…同步载波频率运算部，166…载波频率设定部，1641…载波相移量运算部，1642…基准电压相位运算部，1643…加法部。