两步式单斜坡模数转换器、读出电路、图像系统及方法

技术领域

本发明涉及集成电路设计领域，特别是涉及一种两步式单斜坡模数转换器、读出电路、图像系统及方法。

背景技术

单斜坡模数转换器(Single Slope ADC，SS ADC)具有电路结构简单、噪声低、面积小和功耗低等一系列优点，但是其A/D转换速度较慢，每n位A/D转换需要2

为了提高SS ADC的读出速度，提出了两步SS ADC的概念，传统的两步SS ADC量化过程如图1所示。整个A/D转换过程被分为粗量化和细量化两个阶段，首先量化高C位(高C位和低F位可设定，例如11位的ADC，一般选择高C位为3位，低F位为8位)，对应的量化步长ΔV

两步SS ADC可以大幅度提高A/D转换速度，但是由于粗量化将量化范围VREF分成了2

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种两步式单斜坡模数转换器、读出电路、图像系统及方法，用于解决现有两步SS ADC因斜坡发生器数量较多导致CIS的面积和功耗增加的问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种两步式单斜坡模数转换器，所述两步式单斜坡模数转换器包括：

斜坡发生器，用于生成斜坡控制信号以及基于控制反馈信号调整所述斜坡控制信号，以产生斜坡电压并输出；

比较器，同相输入端连接所述斜坡电压，反相输入端连接像素电压，用于比较所述斜坡电压和所述像素电压并输出比较结果；

存储器，连接所述比较器的比较输出端，用于在粗量化阶段，根据所述比较结果存储最高位的值；

数字控制逻辑，连接所述存储器的输出端，用于产生所述控制反馈信号，并根据所述最高位的值调整所述控制反馈信号以重置所述斜坡电压；

计数器，连接所述比较器的比较输出端，用于在细量化阶段，根据所述比较结果进行剩余位的量化计数。

可选地，所述两步式单斜坡模数转换器还包括：

第一耦合电容，连接于所述斜坡电压和所述比较器的同相输入端之间；

第二耦合电容，连接于所述像素电压和所述比较器的反相输入端之间。

可选地，所述两步式单斜坡模数转换器还包括：

第一清零开关，连接于所述比较器的同相输入端和同相输出端之间，并受控于清零控制信号；

第二清零开关，连接于所述比较器的反相输入端和反相输出端之间，并受控于所述清零控制信号。

可选地，所述斜坡发生器采用电流舵式数模转换器实现。

可选地，所述斜坡发生器包括：M组电流控制单元、负载电阻及虚设电阻，其中，M组所述电流控制单元的电路结构均包括：电流源、第一控制开关及第二控制开关；

所述电流源的电源端连接电源电压，所述电流源的输入端连接偏置电压，所述电流源的输出端连接所述第一控制开关的第一端及所述第二控制开关的第一端，所述第一控制开关的第二端通过所述负载电阻接地并产生所述斜坡电压，所述第二控制开关的第二端通过所述虚设电阻接地，所述第一控制开关受控于所述斜坡控制信号，所述第二控制开关受控于所述斜坡控制信号的反相信号；其中，M为大于1的正数。

可选地，所述存储器为1位存储器，所述计数器为(N-1)位计数器；其中，N为所述两步式单斜坡模数转换器的分辨率。

本发明还提供一种读出电路，所述读出电路包括：如上任一项所述的两步式单斜坡模数转换器。

本发明还提供一种图像系统，所述图像系统包括：如上所述的读出电路。

本发明还提供一种如上任一项所述的两步式单斜坡模数转换器的转换方法，所述转换方法包括：

初始阶段，将所述斜坡电压的值设为VREF；

粗量化阶段，基于所述斜坡控制信号将所述斜坡电压的值由VREF降至1/2VREF，并比较所述像素电压VPIX和所述斜坡电压；若VPIX<1/2VREF，则最高位MSB＝1，若VPIX>1/2VREF，则MSB＝0；

过渡阶段，若MSB＝1，则基于所述控制反馈信号将所述斜坡电压的值维持在1/2VREF，若MSB＝0，则基于所述控制反馈信号将所述斜坡电压的值由1/2VREF重置为VREF；

细量化阶段，基于所述斜坡控制信号控制所述斜坡电压的值逐渐下降，并对剩余位进行量化，再根据码值的权重得到所有位的量化结果。

本发明还提供一种如上任一项所述的两步式单斜坡模数转换器的转换方法，所述转换方法包括：

初始阶段，将所述斜坡电压的值设为0；

粗量化阶段，基于所述斜坡控制信号将所述斜坡电压的值由0升至1/2VREF，并比较所述像素电压VPIX和所述斜坡电压；若VPIX<1/2VREF，则最高位MSB＝1，若VPIX>1/2VREF，则MSB＝0；

过渡阶段，若MSB＝1，则基于所述控制反馈信号将所述斜坡电压的值由1/2VREF重置为0，若MSB＝0，则基于所述控制反馈信号将所述斜坡电压的值维持在1/2VREF；

细量化阶段，基于所述斜坡控制信号控制所述斜坡电压的值逐渐上升，并对剩余位进行量化，再根据码值的权重得到所有位的量化结果。

可选地，所述像素电压包括图像电压和/或复位电压。

可选地，基于同一所述斜坡发生器进行相关双采样，以分别得到所述复位电压和所述图像电压。

如上所述，本发明的两步式单斜坡模数转换器、读出电路、图像系统及方法，提出了一种全新的两步式单斜坡模数转换方案，将N位分辨率分成1位的最高位(MSB)和(N-1)位的剩余位，在第一次A/D转换过程中采用二分法完成MSB的量化，可以有效地减少量化步骤且随着ADC分辨率的提高，节省的转换时钟周期会逐渐增加。本方案不需要增加额外的斜坡发生器，只需要利用现有斜坡发生器(即利用传统单斜ADC，只需一个斜坡发生器)产生的下降斜坡电压或者上升斜坡电压之一，就可以完成两步SS ADC的量化过程。由于所用的斜坡电压与传统SS ADC没有任何区别，因此保留了传统SS ADC的所有优点，有效地解决了传统两步SS ADC面积、功耗和线性度的问题，在不影响CIS面积、功耗和线性度的前提下，能有效提升SS ADC的量化速度。另外，本方案基于传统的SS ADC架构，因此，本方案和传统SS ADC算法之间可以进行可逆切换，无需重新设计。

附图说明

图1显示为传统两步SS ADC对应的转换过程波形图。

图2显示为本发明两步式单斜坡模数转换器的电路示意图。

图3显示为本发明斜坡发生器的电路示意图。

图4显示为本发明转换方法对应的MSB＝1时的转换过程波形图，其中，斜坡电压为下降的斜坡信号。

图5显示为本发明转换方法对应的MSB＝0时的转换过程波形图，其中，斜坡电压为下降的斜坡信号。

元件标号说明

1读出电路

10 两步式单斜坡模数转换器

100斜坡发生器

101电流控制单元

200比较器

300存储器

400数字控制逻辑

500计数器

2像素电路

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

请参阅图2至图5。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，虽图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的形态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局形态也可能更为复杂。

实施例一

如图2所示，本实施例提供一种两步式单斜坡模数转换器10，该两步式单斜坡模数转换器10包括：斜坡发生器100、比较器200、存储器300、数字控制逻辑400及计数器500。

斜坡发生器100用于生成斜坡控制信号以及基于控制反馈信号ramp_az调整斜坡控制信号，以产生斜坡电压Vramp并输出。

具体的，如图3所示，斜坡发生器100采用电流舵式数模转换器实现；包括：M组电流控制单元101、负载电阻Rload及虚设电阻Rdummy，其中，M组电流控制单元101的电路结构均包括：电流源I0、第一控制开关S1及第二控制开关S2；电流源I0的电源端连接电源电压VDD，电流源I0的输入端连接偏置电压，电流源I0的输出端连接第一控制开关S1的第一端及第二控制开关S2的第一端，第一控制开关S1的第二端通过负载电阻Rload接地并产生斜坡电压Vramp，第二控制开关S2的第二端通过虚设电阻Rdummy接地，第一控制开关S1受控于斜坡控制信号，第二控制开关S2受控于斜坡控制信号的反相信号；其中，M为大于1的正数。

可选地，M组电流控制单元101的电路结构可以相同，即M组电流控制单元101的电流源I0具有相同的电流大小。可选地，M组电流控制单元101的电路结构可以不同，即M组电流控制单元101中各组电流控制单元的电流源大小可以是二进制递增的比例，例如依次为I：2I：4I：8I：16I：32I：64I：128I；M组电流控制单元101中各组电流控制单元的电流源大小还可以是混合型的比例，例如依次为I：2I：4I：8I：16I：16I：16I。因此，M组电流控制单元101中各组电流控制单元的电流源大小可以基于实际需求来设计，在此不做限定。

本示例中，M个第一控制开关S1受控于斜坡控制信号，M个第二控制开关S2受控于斜坡控制信号的反相信号，可以通过控制第一控制开关S1的闭合数量，来控制流向负载电阻Rload的电流大小，以此控制斜坡电压Vramp的大小；如M＝5，斜坡控制信号为11111，则其反相信号为00000，此时，5个第一控制开关S1全部闭合，5个第二控制开关S2全部断开，流向负载电阻Rload的电流最大，斜坡电压Vramp最大，设为VREF；又如M＝5，斜坡控制信号为00000，则其反相信号为11111，此时，5个第一控制开关S1全部断开，5个第二控制开关S2全部闭合，流向负载电阻Rload的电流最小，斜坡电压Vramp最小，为0。

其中，斜坡电压Vramp可以是一个上升的斜坡信号，也可以是一个下降的斜坡信号；通过控制第一控制开关S1的闭合数量呈递增变化或递减变化，使产生的斜坡电压Vramp的电压值呈上升变化或下降变化。

实际应用中，利用负载电阻Rload和虚设电阻Rdummy形成两条对地通路，并通过斜坡控制信号及其反相信号分别控制第一控制开关S1和第二控制开关S2，保证在开关切换过程中电流源I0一直有导通通路，以此避免在输出节点上产生毛刺，从而影响斜坡电压Vramp的微分非线性(如果电流源I0在某一时刻没有导通通路，电流源I0会对相应开关上面的节点进行充电，当该开关再次导通时，该开关上面节点存储的电荷会泄放到输出节点上并产生毛刺，影响斜坡电压Vramp的微分非线性)。

比较器200的同相输入端连接斜坡电压Vramp，反相输入端连接像素电压VPIX，用于比较斜坡电压Vramp和像素电压VPIX并输出比较结果。如，在斜坡电压Vramp大于像素电压VPIX时，比较器200输出高电平，在斜坡电压Vramp小于像素电压VPIX时，比较器200输出低电平。

存储器300连接比较器200的比较输出端，用于在粗量化阶段，根据比较结果存储最高位(MSB)的值。如，在比较器200输出高电平时，存储器300中存储MSB＝1，在比较器200输出低电平时，存储器300中存储MSB＝0。由于存储器300仅存储1位数据(1或0)，因此，一般存储器300为1位存储器。

数字控制逻辑400连接存储器300的输出端，用于产生控制反馈信号ramp_az，并根据最高位(MSB)的值调整控制反馈信号ramp_az以重置斜坡电压Vramp。

本示例中，若斜坡电压Vramp为下降的斜坡信号，则：在初始阶段，斜坡发生器100产生斜坡控制信号控制M个第一控制开关S1全部闭合，以使斜坡电压Vramp为VREF；在粗量化阶段，斜坡发生器100产生相应的斜坡控制信号控制M个第一控制开关S1中的一半闭合，以使斜坡电压Vramp为1/2VREF；在过渡阶段，数字控制逻辑400产生控制反馈信号ramp_az并输出至斜坡发生器100，若MSB＝1，数字控制逻辑400使控制反馈信号ramp_az维持低电平状态，以使斜坡电压Vramp维持在1/2VREF，若MSB＝0，数字控制逻辑400调整控制反馈信号ramp_az为高电平状态，以改变斜坡发生器100产生的斜坡控制信号，进而控制M个第一控制开关S1全部闭合，将斜坡电压Vramp重置为VREF；在细量化阶段，斜坡发生器100产生的斜坡控制信号应控制M个第一控制开关S1在现有基础上逐渐减少闭合数量，使斜坡电压Vramp从1/2VREF逐渐减小至0，或者，从VREF逐渐减小至1/2VREF。

若斜坡电压Vramp为上升的斜坡信号，则：在初始阶段，斜坡发生器100产生斜坡控制信号控制M个第一控制开关S1全部断开，以使斜坡电压Vramp为0；在粗量化阶段，斜坡发生器100产生相应的斜坡控制信号控制M个第一控制开关S1中的一半闭合，以使斜坡电压Vramp为1/2VREF；在过渡阶段，数字控制逻辑400产生控制反馈信号ramp_az并输出至斜坡发生器100，若MSB＝1，数字控制逻辑400调整控制反馈信号ramp_az为高电平状态，以改变斜坡发生器100产生的斜坡控制信号，进而控制M个第一控制开关S1全部断开，将斜坡电压Vramp重置为0，若MSB＝0，数字控制逻辑400使控制反馈信号ramp_az维持低电平状态，以使斜坡电压Vramp维持在1/2VREF；在细量化阶段，斜坡发生器100产生的斜坡控制信号控制M个第一控制开关S1在现有基础上逐渐增加闭合数量，使斜坡电压Vramp从0逐渐增大至1/2VREF，或者，从1/2VREF逐渐增大至VREF。

实际应用中，数字控制逻辑400采用控制器实现，当然，其他可按如上逻辑产生控制反馈信号ramp_az的电路也同样适用于本示例；其中，斜坡发生器100产生的斜坡控制信号的编码方式可以为二进制码、温度计码或混合编码的编码方式。

计数器500连接比较器200的比较输出端，用于在细量化阶段，根据比较结果进行剩余位的量化计数。其中，计数器为(N-1)位计数器，N为该两步式单斜坡模数转换器的分辨率。

进一步的，该两步式单斜坡模数转换器10还包括：第一耦合电容C1及第二耦合电容C2；其中，第一耦合电容C1连接于斜坡电压Vramp和比较器200的同相输入端Vinp之间，第二耦合电容C2连接于像素电压VPIX和比较器200的反相输入端Vinn之间，用于对输入比较器200的相应电压信号做缓冲处理。实际应用中，第一耦合电容C1为可变电容，第二耦合电容C2为固定电容，其中可变电容的具体容值应根据相应斜坡电压Vramp的值来设定。

进一步的，该两步式单斜坡模数转换器10还包括：第一清零开关K1及第二清零开关K2；其中，第一清零开关K1连接于比较器200的同相输入端Vinp和同相输出端Vop1之间并受控于清零控制信号cmp_az，第二清零开关K2连接于比较器200的反相输入端Vinn和反相输出端Von1之间并受控于清零控制信号cmp_az。在清零控制信号cmp_az有效时，第一清零开关K1和第二清零开关K2闭合，将比较器200的同相输入端Vinp和同相输出端Vop1短接，反相输入端Vinn和反相输出端Von1短接，以此实现对比较器200进行清零操作。

相应的，本实施例还提供一种如上记载的两步式单斜坡模数转换器10的转换方法，该转换方法包括：步骤1)、步骤2)、步骤3)及步骤4)；其中，该转换方法中斜坡电压Vramp为下降的斜坡信号。

步骤1)初始阶段，将斜坡电压Vramp的值设为VREF。如，基于第一斜坡控制信号控制M个第一控制开关S1全部闭合，以此，将斜坡电压Vramp的值设为VREF。

步骤2)粗量化阶段，基于斜坡控制信号将斜坡电压Vramp的值由VREF降至1/2VREF，并比较像素电压VPIX和当前斜坡电压；若VPIX<1/2VREF，则最高位MSB＝1，若VPIX>1/2VREF，则MSB＝0。如，基于第二斜坡控制信号控制M个第一控制开关S1中的一半闭合，以此，使得斜坡电压Vramp的值由VREF快速降至1/2VREF；同时，由于斜坡电压Vramp和像素电压VPIX分别接入比较器200的同相输入端和反相输入端，可对当前斜坡电压和像素电压VPIX进行比较，并根据比较结果将MSB的值存储至存储器300中。

步骤3)过渡阶段，若MSB＝1，则基于数字控制逻辑400产生的控制反馈信号ramp_az将斜坡电压Vramp的值维持在1/2VREF，若MSB＝0，则基于控制反馈信号ramp_az将斜坡电压Vramp的值由1/2VREF重置为VREF。如，若MSB＝1，数字控制逻辑400产生的控制反馈信号ramp_az维持为低电平，斜坡发生器100产生的斜坡控制信号不变，以将斜坡电压Vramp维持在1/2VREF；若MSB＝0，数字控制逻辑400调整控制反馈信号ramp_az为高电平，使得斜坡发生器100改变斜坡控制信号，以控制M个第一控制开关S1全部闭合，将斜坡电压Vramp重置为VREF。

步骤4)细量化阶段，基于斜坡控制信号控制斜坡电压Vramp的值逐渐下降，并对剩余位进行量化，再根据码值的权重得到所有位的量化结果。如，基于第三斜坡控制信号控制M个第一控制开关S1在现有基础上逐渐减少闭合数量，使斜坡电压Vramp从1/2VREF逐渐减小至0，或者，从VREF逐渐减小至1/2VREF，并利用比较器200和计数器500对剩余位进行量化。

具体的，像素电压VPIX包括图像电压Vsig和/或复位电压Vrst。实际应用中，像素电压VPIX既包括图像电压Vsig又包括复位电压Vrst；由于CMOS图像传感器先输出复位电压Vrst，一段时间后再输出图像电压Vsig，因此，两步式单斜坡模数转换器10先对复位电压Vrst进行A/D转换，再对图像电压Vsig进行A/D转换。

更具体的，在像素电压VPIX包括复位电压Vrst和图像电压Vsig时，基于同一斜坡发生器进行相关双采样，以分别得到复位电压Vrst和图像电压Vsig。因本示例量化复位电压Vrst和图像电压Vsig的斜坡电压Vramp是由同一个斜坡发生器产生，因此，可以执行真正的相关双采样，以此消除KT/C和FPN等噪声；而传统两步SS ADC，因量化复位电压Vrst和图像电压Vsig的斜坡电压不是由同一个斜坡发生器产生，因此，只能在部分电压范围内实现相关双采样。

相应的，本实施例还提供一种如上记载的两步式单斜坡模数转换器10的转换方法，该转换方法包括：步骤1)、步骤2)、步骤3)及步骤4)；其中，该转换方法中斜坡电压Vramp为上升的斜坡信号。

步骤1)初始阶段，将斜坡电压Vramp的值设为0。如，基于第一斜坡控制信号控制M个第一控制开关S1全部断开，以此，将斜坡电压Vramp的值设为0。

步骤2)粗量化阶段，基于斜坡控制信号将斜坡电压Vramp的值由0升至1/2VREF，并比较像素电压VPIX和当前斜坡电压；若VPIX<1/2VREF，则最高位MSB＝1，若VPIX>1/2VREF，则MSB＝0。如，基于第二斜坡控制信号控制M个第一控制开关S1中的一半闭合，以此，使得斜坡电压Vramp的值由0快速升至1/2VREF；同时，由于斜坡电压Vramp和像素电压VPIX分别接入比较器200的同相输入端和反相输入端，可对当前斜坡电压和像素电压VPIX进行比较，并根据比较结果将MSB的值存储至存储器300中。

步骤3)过渡阶段，若MSB＝1，则基于控制反馈信号ramp_az将斜坡电压Vramp的值由1/2VREF重置为0，若MSB＝0，则基于数字控制逻辑400产生的控制反馈信号ramp_az将斜坡电压Vramp的值维持在1/2VREF。如，若MSB＝1，数字控制逻辑400调整控制反馈信号ramp_az为高电平，使得斜坡发生器100改变斜坡控制信号，以控制M个第一控制开关S1全部断开，将斜坡电压Vramp重置为0；若MSB＝0，数字控制逻辑400产生的控制反馈信号ramp_az维持为低电平，斜坡发生器100产生的斜坡控制信号不变，以将斜坡电压Vramp维持在1/2VREF。

步骤4)细量化阶段，基于斜坡控制信号控制斜坡电压Vramp的值逐渐上升，并对剩余位进行量化，再根据码值的权重得到所有位的量化结果。如，基于第三斜坡控制信号控制M个第一控制开关S1在现有基础上逐渐增加闭合数量，使斜坡电压Vramp从0逐渐增大至1/2VREF，或者，从1/2VREF逐渐增大至VREF，并利用比较器200和计数器500对剩余位进行量化。

具体的，像素电压VPIX包括图像电压Vsig和/或复位电压Vrst。实际应用中，像素电压VPIX既包括图像电压Vsig又包括复位电压Vrst；由于CMOS图像传感器先输出复位电压Vrst，一段时间后再输出图像电压Vsig，因此，两步式单斜坡模数转换器10先对复位电压Vrst进行A/D转换，再对图像电压Vsig进行A/D转换。

更具体的，在像素电压VPIX包括复位电压Vrst和图像电压Vsig时，基于同一斜坡发生器进行相关双采样，以分别得到复位电压Vrst和图像电压Vsig。因本示例量化复位电压Vrst和图像电压Vsig的斜坡电压Vramp是由同一个斜坡发生器产生，因此，可以执行真正的相关双采样，以此消除KT/C和FPN等噪声；而传统两步SS ADC，因量化复位电压Vrst和图像电压Vsig的斜坡电压不是由同一个斜坡发生器产生，因此，只能在部分电压范围内实现相关双采样。

下面请结合图2和图3，参阅图4和图5，对本实施例两步式单斜坡模数转换器的转换方法进行说明。

像素电压VPIX包括图像电压Vsig和复位电压Vrst，由于量化图像电压Vsig的时间要远大于量化复位电压Vrst的时间，因此，重点关注图像电压Vsig的A/D转换过程；其中，以斜坡电压Vramp为下降的斜坡信号为例。

初始阶段，将M个第一控制开关S1全部闭合，M个第二控制开关S2全部断开，此时，斜坡电压Vramp的初始值为VREF。

粗量化阶段，将M个第一控制开关S1中的一半闭合，以在很短的时间内将斜坡电压Vramp的值由VREF下降至VREF/2；同时，将斜坡电压Vramp和图像电压Vsig对应输入比较器200的同相输入端和反相输入端并进行比较：

(1)若比较器200的输出未翻转，则说明Vsig

接着，进入到过渡阶段，控制反馈信号ramp_az维持为低电平，保持M个第一控制开关S1中的一半闭合，将斜坡电压Vramp的值维持在VREF/2；

之后，进入到细量化阶段，将M个第一控制开关S1在闭合一半的基础上逐渐断开，将斜坡电压Vramp的值由VREF/2逐渐下降至0，按照传统SS ADC的工作模式继续量化剩余的(N-1)位，最后根据码值的权重得到N位量化结果。

(2)若比较器200的输出翻转，则说明Vsig>VREF/2，此时，MSB＝0被存储到存储器300中；

接着，进入到过渡阶段，调整控制反馈信号ramp_az为高电平，将M个第一控制开关S1全部闭合，斜坡电压Vramp的值迅速由VREF/2重置为VREF；

之后，进入到细量化阶段，将M个第一控制开关S1在全部闭合的基础上逐渐断开，将斜坡电压Vramp的值由VREF逐渐下降至VREF/2，按照传统SS ADC的工作模式继续量化剩余的(N-1)位，最后根据码值的权重得到N位量化结果。

上述两种情况，斜坡电压Vramp分别从VREF/2下降到0和从VREF下降到VREF/2，而传统SS ADC是从VREF下降到0，因此，本方案相比于传统SS ADC节省了时钟周期，时钟周期范围在2

本方案所提出的两步SS ADC是通过在第一次A/D转换中应用二分法来提高SS ADC的转换速度，同时保留传统SS ADC噪声低、面积小和功耗低的优势；在粗量化过程中，虽然斜坡电压Vramp的信号线性度很差，但是并不影响1位MSB的获取和后续(N-1)位码值的细量化。在第二次A/D转换过程中，将量化范围VREF分成上下两个子区间，根据第一步获得的MSB的值，在细量化之前选择是否将斜坡电压Vramp重置为VREF，之后完成剩余位的量化。因此，相对于传统的SS ADC，本方案获得MSB的A/D转换时间有效减少，且随着SS ADC分辨率的提高，其有效性也会逐渐提高；另外，由于只采用了一个斜坡发生器，有效地解决了传统两步SS ADC面积、功耗和线性度的问题。

实施例二

如图2所示，本实施例提供一种读出电路1，该读出电路1包括：如实施例一记载的两步式单斜坡模数转换器10。

相应的，如图2所示，本实施例还提供一种图像系统，该图像系统包括：如上记载的读出电路1。

进一步的，该图像系统还包括像素阵列，像素阵列包括若干个按行和列排布呈阵列的像素单元；每一像素单元对应设置有像素电路2，其中，各像素单元对应相同或不同的列线，以分别通过读出电路1实现像素电压VPIX的串行输出或并行输出。需要说明的是，像素单元为现有任一种像素电路，其具体结构对本实施例没有实质影响。

综上所述，本发明的一种两步式单斜坡模数转换器、读出电路、图像系统及方法，提出了一种全新的两步式单斜坡模数转换方案，将N位分辨率分成1位的最高位(MSB)和(N-1)位的剩余位，在第一次A/D转换过程中采用二分法完成MSB的量化，可以有效地减少量化步骤且随着ADC分辨率的提高，节省的转换时钟周期会逐渐增加。本方案不需要增加额外的斜坡发生器，只需要利用现有斜坡发生器(即利用传统单斜ADC，只需一个斜坡发生器)产生的下降斜坡电压或者上升斜坡电压之一，就可以完成两步SS ADC的量化过程。由于所用的斜坡信号与传统SS ADC没有任何区别，因此保留了传统SS ADC的所有优点，有效地解决了传统两步SS ADC面积、功耗和线性度的问题，在不影响CIS面积、功耗和线性度的前提下，能有效提升SS ADC的量化速度。另外，本方案基于传统的SS ADC架构，因此，本方案和传统SSADC算法之间可以进行可逆切换，无需重新设计。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。