双向DC-AC变换电路及其启动方法

技术领域

本发明涉及变换器领域，具体涉及一种双向DC-AC变换电路及其启动方法。

背景技术

图1是现有技术中的一种AC-DC变换电路的电路图。如图1所示，AC-DC变换电路10包括AC-DC变换器11，连接在AC-DC变换器11的交流输入端的输入电容C11，连接在AC-DC变换器11的直流输出端的母线电容C12，以及预充电器12，其输入端连接至交流电源Vi，其输出端连接至母线电容C12的两端。交流电源Vi通过开关K11连接至AC-DC变换器的交流输入端，AC-DC变换器11用于将交流电源Vi的交流电整流为直流电并存储至母线电容C12上。

当AC-DC变换电路10启动时，控制装置(图1未示出)控制开关K11处于断开状态，且控制预充电器12对母线电容C12进行充电，使得母线电容C12上的电压等于交流电源Vi的交流电的峰峰值电压；然后控制开关K11导通。

但是，在开关K11导通的瞬间，输入电容C11两端的电压为零，此时交流电源Vi的交流电通过导通的开关K11直接施加在输入电容C11两端，使得输入电容C11中具有非常大的冲击电流，容易损坏开关K11和输入电容C11。

发明内容

针对现有技术存在的上述技术问题，本发明提供了一种双向DC-AC变换电路，包括：

双向DC-AC变换器；

输入电容，其连接在所述双向DC-AC变换器的交流输入端；

母线电容，其连接在所述双向DC-AC变换器的直流输出端；

开关，其连接在所述输入电容的正极端子和交流电源之间；

预充电器，其输入端连接至所述交流电源，其输出端连接至所述双向DC-AC变换器的直流输出端；以及

控制器，其用于在控制所述开关导通之前将所述母线电容两端的电压变换为逆变电压并输出至所述输入电容。

优选的，所述控制器用于控制所述开关断开，且控制所述预充电器工作以对所述母线电容进行充电；以及还用于控制所述双向DC-AC变换器工作以将所述母线电容两端的电压变换为逆变电压，所述逆变电压的相位与所述交流电源的交流电的相位相同。

优选的，所述母线电容的电压不小于所述交流电源的交流电的峰峰值，且所述逆变电压的幅值等于所述交流电源的交流电的幅值。

优选的，所述母线电容包括正直流母线电容和负直流母线电容，所述正直流母线电容的负极端子和负直流母线电容的正极端子连接至中性点；所述双向DC-AC变换器为三电平变换器，所述三电平变换器的直流输出端连接至所述正直流母线电容的正极端子和所述负直流母线电容的负极端子，其中，所述控制器用于控制所述预充电器工作以使得所述正直流母线电容或负直流母线电容两端的电压等于所述交流电的幅值；以及还用于控制所述双向DC-AC变换器工作以使得所述逆变电压的相位和幅值分别等于所述交流电的相位和幅值。

优选的，所述三电平变换器为T型三电平变换器，所述T型三电平变换器包括：在所述正直流母线电容的正极端子和负直流母线电容的负极端子之间依次连接的第一开关晶体管和第四开关晶体管，反向串联的第二开关晶体管和第三开关晶体管，所述第二开关晶体管连接至所述中性点，以及电感，其一端连接至所述第一、第三和第四开关晶体管相连接形成的节点，其另一端作为所述T型三电平变换器的交流输入端；其中，所述控制器用于在所述交流电的正半周期内控制所述第二开关晶体管导通、所述第四开关晶体管截止，给所述第一开关晶体管提供第一正弦脉宽调制信号，且给所述第三开关晶体管提供与所述第一正弦脉宽调制信号互补的正弦脉宽调制信号；以及在所述交流电的负半周期内控制所述第一开关晶体管截止、第三开关晶体管导通，给所述第四开关晶体管提供第二正弦脉宽调制信号，且给所述第二开关晶体管提供与所述第二正弦脉宽调制信号互补的正弦脉宽调制信号。

优选的，所述三电平变换器为I型三电平变换器，所述I型三电平变换器包括：在所述正直流母线电容的正极端子和负直流母线电容的负极端子之间依次连接的第一、第二、第三和第四开关晶体管；第一二极管，其负极连接至所述第一开关晶体管和第二开关晶体管相连接形成的节点，其正极连接至所述中性点；第二二极管，其负极连接至所述中性点，其正极连接至所述第三开关晶体管和第四开关晶体管相连接形成的节点；以及电感，其一端连接至所述第二开关晶体管和第三开关晶体管相连接形成的节点，其另一端作为所述I型三电平变换器的交流输入端；其中，所述控制器用于在所述交流电的正半周期内控制所述第二开关晶体管导通、所述第四开关晶体管截止，给所述第一开关晶体管提供第一正弦脉宽调制信号，且给所述第三开关晶体管提供与所述第一正弦脉宽调制信号互补的正弦脉宽调制信号；以及在所述交流电的负半周期内控制所述第一开关晶体管截止、第三开关晶体管导通，给所述第四开关晶体管提供第二正弦脉宽调制信号，且给所述第二开关晶体管提供与所述第二正弦脉宽调制信号互补的正弦脉宽调制信号。

本发明还提供一种用于如上所述的双向DC-AC变换电路的启动方法，所述启动方法包括将所述母线电容两端的电压变换为逆变电压并输出至所述输入电容，然后控制所述开关导通。

优选的，所述启动方法包括下列步骤：步骤1)，控制所述开关断开，且控制所述预充电器工作以对所述母线电容进行充电；步骤2)，控制所述双向DC-AC变换器工作以将所述母线电容两端的电压变换为逆变电压，所述逆变电压的相位与所述交流电源的交流电的相位相同；以及步骤3)，控制所述开关导通。

优选的，所述母线电容的电压不小于所述交流电源的交流电的峰峰值，且所述逆变电压的幅值等于所述交流电的幅值。

优选的，所述母线电容包括正直流母线电容和负直流母线电容，所述正直流母线电容的负极端子和负直流母线电容的正极端子连接至中性点；所述双向DC-AC变换器为三电平变换器，所述三电平变换器的直流输出端连接至所述正直流母线电容的正极端子和所述负直流母线电容的负极端子，其中，在所述步骤1)中使得所述正直流母线电容或负直流母线电容两端的电压等于所述交流电的幅值；以及在所述步骤2)中使得所述逆变电压的相位和幅值分别等于所述交流电的相位和幅值。

优选的，所述三电平变换器为T型三电平变换器，所述T型三电平变换器包括：在所述正直流母线电容的正极端子和负直流母线电容的负极端子之间依次连接的第一开关晶体管和第四开关晶体管，反向串联的第二开关晶体管和第三开关晶体管，所述第二开关晶体管连接至所述中性点，以及电感，其一端连接至所述第一、第三和第四开关晶体管相连接形成的节点，其另一端作为所述T型三电平变换器的交流输入端；其中，所述步骤2)包括：在所述交流电的正半周期内，控制所述第二开关晶体管导通、所述第四开关晶体管截止，给所述第一开关晶体管提供第一正弦脉宽调制信号，且给所述第三开关晶体管提供与所述第一正弦脉宽调制信号互补的正弦脉宽调制信号；在所述交流电的负半周期内，控制所述第一开关晶体管截止、第三开关晶体管导通，给所述第四开关晶体管提供第二正弦脉宽调制信号，且给所述第二开关晶体管提供与所述第二正弦脉宽调制信号互补的正弦脉宽调制信号。

优选的，所述三电平变换器为I型三电平变换器，所述I型三电平变换器包括：在所述正直流母线电容的正极端子和负直流母线电容的负极端子之间依次连接的第一、第二、第三和第四开关晶体管；第一二极管，其负极连接至所述第一开关晶体管和第二开关晶体管相连接形成的节点，其正极连接至所述中性点；第二二极管，其负极连接至所述中性点，其正极连接至所述第三开关晶体管和第四开关晶体管相连接形成的节点；以及电感，其一端连接至所述第二开关晶体管和第三开关晶体管相连接形成的节点，其另一端作为所述I型三电平变换器的交流输入端；其中，所述步骤2)包括：在所述交流电的正半周期内，控制所述第二开关晶体管导通、所述第四开关晶体管截止，给所述第一开关晶体管提供第一正弦脉宽调制信号，且给所述第三开关晶体管提供与所述第一正弦脉宽调制信号互补的正弦脉宽调制信号；在所述交流电的负半周期内，控制所述第一开关晶体管截止、第三开关晶体管导通，给所述第四开关晶体管提供第二正弦脉宽调制信号，且给所述第二开关晶体管提供与所述第二正弦脉宽调制信号互补的正弦脉宽调制信号。

本发明的双向DC-AC变换电路能够使得减小或避免输入电容中产生冲击电流，避免损坏开关和输入电容。

附图说明

以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：

图1是现有技术中的一种AC-DC变换电路的电路图。

图2是根据本发明第一个实施例的双向DC-AC变换电路的电路图。

图3是图2所示的双向DC-AC变换电路在交流电源的正半周期内启动过程中的等效电路图。

图4是图2所示的双向DC-AC变换电路在交流电源的负半周期内启动过程中的等效电路图。

图5是根据本发明第二个实施例的双向DC-AC变换电路的电路图。

图6是图5所示的双向DC-AC变换电路在交流电源的正半周期内启动过程中的等效电路图。

图7是图5所示的双向DC-AC变换电路在交流电源的负半周期内启动过程中的等效电路图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。

图2是根据本发明第一个实施例的双向DC-AC变换电路的电路图，如图2所示，双向DC-AC变换电路20包括T型三电平变换器21、预充电器22、开关K21、输入电容C21、正直流母线电容C22和负直流母线电容C23，以及控制器23，其用于控制T型三电平变换器21、预充电器22和开关K21。

预充电器22的输入端连接至交流电源Vi，其输出端连接至正直流母线电容C22的正极端子和负直流母线电容C23的负极端子。正直流母线电容C22的负极端子和负直流母线电容C23的正极端子连接至中性点N。

T型三电平变换器21包括开关晶体管Q21、Q22、Q23、Q24以及电感L2，其中开关晶体管Q21和Q24依次连接在正直流母线电容C22的正极端子和负直流母线电容C23的负极端子之间，且开关晶体管Q22和Q23反向串联在中性点N和开关晶体管Q21和Q24连接形成的节点之间，电感L2的一端连接至开关晶体管Q21、Q23和Q24连接形成的节点，其另一端作为交流输入端211。

输入电容C21连接至T型三电平变换器21的交流输入端211，开关K21连接在T型三电平变换器21的交流输入端211和交流电源Vi之间。

下面将描述双向DC-AC变换电路20的启动过程。

步骤S21，控制器23控制开关K21断开，且控制预充电器22工作，以将交流电源Vi的交流电变换为直流电并对正直流母线电容C22和负直流母线电容C23进行充电，使得正直流母线电容C22和负直流母线电容C23两端的电压都等于交流电源Vi的幅值。

步骤S22，控制器23控制预充电器22停止工作，且控制T型三电平变换器21工作，以将正直流母线电容C22和负直流母线电容C23两端的电压进行逆变，使得T型三电平变换器21的交流输入端211输出逆变电压至输入电容C21。

其中，在交流电源Vi的正半周期内，控制开关晶体管Q22导通，控制开关晶体管Q24截止，给开关晶体管Q21和Q23提供互补的正弦脉宽调制信号。图3是图2所示的双向DC-AC变换电路在交流电源的正半周期内启动过程中的等效电路图。如图3所示，正直流母线电容C22、开关晶体管Q21、电感L2和反向并联二极管D23构成一个降压斩波(Buck)电路，由此交流输入端211的电压等于正直流母线电容C22两端的电压与开关晶体管Q21的脉宽调制信号的占空比的乘积。给开关晶体管Q21提供正弦脉宽调制信号，由此在交流电源Vi的正半周期内，T型三电平变换器21的交流输入端211输出的逆变电压为正弦波的正半周期，其相位和幅值与交流电源Vi的正半周期交流电的相位和幅值相同。

在交流电源Vi的负半周期内，控制开关晶体管Q21截止，开关晶体管Q23导通，给开关晶体管Q22和Q24提供互补的正弦脉宽调制信号。图4是图2所示的双向DC-AC变换电路在交流电源的负半周期内启动过程中的等效电路图。如图4所示，负直流母线电容C23、开关晶体管Q24、电感L2和反向并联二极管D22构成了另一个Buck电路，由此交流输入端211的电压等于负直流母线电容C23两端的电压与开关晶体管Q24的脉宽调制信号的占空比的乘积。给开关晶体管Q24提供正弦脉宽调制信号，由此在交流电源Vi的负半周期内，T型三电平变换器21的交流输入端211输出的逆变电压为正弦波的负半周期，其相位和幅值与交流电源Vi的负半周期交流电的相位和幅值相同。

由此，输入电容C21两端的逆变电压的瞬时值与交流电源Vi的交流电的瞬时值相同。

步骤S23，控制开关K21导通。在控制开关K21导通时，由于输入电容C21两端的电压为零，因此其不存在冲击电流，避免损坏开关K21和输入电容C21。最终实现双向DC-AC变换电路20的启动过程。

图5是根据本发明第二个实施例的双向DC-AC变换电路的电路图。如图5所示，双向DC-AC变换电路30与图2所示的双向DC-AC变换电路20基本相同，区别在于将T型三电平变换器21替换为I型三电平变换器31。

I型三电平变换器31包括在正直流母线电容C32的正极端子和负直流母线电容C33的负极端子之间依次连接的开关晶体管Q31、Q32、Q33和Q34，以及二极管D35、二极管D36和电感L3，其中二极管D35的正极和二极管D36的负极连接至中性点，二极管D35的负极连接至开关晶体管Q31和Q32相连接形成的节点，二极管D36的正极连接至开关晶体管Q33和Q34相连接形成的节点，电感L3的一端连接至开关晶体管Q32和Q33相连接形成的节点，其另一端作为I型三电平变换器31的交流输入端311。

下面将描述双向DC-AC变换电路30的启动过程。

步骤S31，控制器33控制开关K31断开，且控制预充电器32工作，以将交流电源Vi的交流电变换为直流电并对正直流母线电容C32和负直流母线电容C33进行充电，使得正直流母线电容C32和负直流母线电容C33两端的电压都等于交流电源Vi的幅值。

步骤S32，控制器33控制预充电器32停止工作，且控制I型三电平变换器31工作，以将正直流母线电容C32和负直流母线电容C33两端的电压进行逆变，使得I型三电平变换器31的交流输入端311输出逆变电压至输入电容C31。

其中，在交流电源Vi的正半周期内，控制开关晶体管Q32导通，控制开关晶体管Q34截止，给开关晶体管Q31和Q33提供互补的正弦脉宽调制信号。图6是图5所示的双向DC-AC变换电路在交流电源的正半周期内启动过程中的等效电路图。如图6所示，正直流母线电容C32、开关晶体管Q31、电感L3和二极管D35构成一个降压斩波(Buck)电路，由此交流输入端311的电压等于正直流母线电容C32两端的电压与开关晶体管Q31的脉宽调制信号的占空比的乘积。给开关晶体管Q31提供正弦脉宽调制信号，由此在交流电源Vi的正半周期内，I型三电平变换器31的交流输入端311输出的逆变电压为正弦波的正半周期，其相位和幅值与交流电源Vi的正半周期交流电的相位和幅值相同。

在交流电源Vi的负半周期内，控制开关晶体管Q31截止，开关晶体管Q33导通，给开关晶体管Q32和Q34提供互补的正弦脉宽调制信号。图7是图5所示的双向DC-AC变换电路在交流电源的负半周期内启动过程中的等效电路图。如图7所示，负直流母线电容C33、开关晶体管Q34、电感L3和二极管D36构成了另一个Buck电路，由此交流输入端311的电压等于负直流母线电容C33两端的电压与开关晶体管Q34的脉宽调制信号的占空比的乘积。给开关晶体管Q34提供正弦脉宽调制信号，由此在交流电源Vi的负半周期内，I型三电平变换器31的交流输入端311输出的逆变电压为正弦波的负半周期，其相位和幅值与交流电源Vi的负半周期交流电的相位和幅值相同。

由此，输入电容C31两端的逆变电压的瞬时值与交流电源Vi的交流电的瞬时值相同。

步骤S33，控制开关K31导通。在控制开关K31导通时，由于输入电容C31两端的电压为零，因此其不存在冲击电流，避免损坏开关K31和输入电容C31。最终实现双向DC-AC变换电路30的启动过程。

根据本发明的其他实施例，控制器优选控制预充电器工作使得正直流母线电容或负直流母线电容两端的电压不小于交流电源Vi的交流电的幅值。更优选地，控制器控制预充电器使得正直流母线电容或负直流母线电容的电压等于交流电源Vi的交流电的幅值，由此在第一步骤中能够快速地实现预充电过程，在第二步骤中能够使得T型三电平变换器输出的逆变电压的幅值等于交流电的幅值，从而在第三步骤使得开关导通时，输入电容两端电压的瞬时值为零。

在本发明的其他实施例中，T型三电平变换器21或I型三电平变换器31还可以被替换为双向DC-AC的两电平变换器，其被控制为将交流电源的交流电变换为直流电并输出至母线电容两端，其中在启动时，预充电器利用交流电源的交流电变换为直流电并输出至母线电容两端，使得母线电容两端的电压不小于交流电的峰峰值，且两电平变换器被控制为将母线电容上的直流电逆变为与交流电源的交流电的相位和幅值相同的逆变电压并输出至输入电容。

本发明的双向DC-AC变换器中的开关晶体管并不限于是绝缘栅双极型晶体管，还可以是金氧半场效应晶体管等其他开关晶体管。

虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。