功率转换装置

技术领域

本公开涉及将直流功率转换为交流功率的功率转换装置。

背景技术

对于与太阳能电池、蓄电池、燃料电池等连接的功率调节器，期望高效地功率转换和小型设计。多电平功率转换装置能够减小开关元件的施加电压，因此能够削减开关损耗，实现高效的功率转换。作为多电平功率转换器的代表性的实现方式，具有飞跨电容器(flying capacitor)方式(例如参照专利文献1)。

作为用于功率调节器的逆变器的开关元件，大多使用600V耐压、300V耐压、150V耐压的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)。一般，开关元件的耐压低，则导通损耗、开关损耗降低，也能够减小尺寸。

在使用耐压低的开关元件的情况下，为了防止因超过耐压导致的元件损坏，需要设置保护功能。在飞跨电容器方式的多电平功率转换装置中，一般通过测量、监视施加于飞跨电容器的电压来进行开关元件的耐压保护。如果飞跨电容器产生过电压或欠电压，则判定开关元件产生过耐压，使逆变器停止。

在日本，在太阳能发电设备等分散型电源中使用的功率调节器，要接受一般财团法人电气安全环境研究所(JET：Japan Electrical Safety&Enviroment TechnologyLaboratories)的认证，需要满足系统互联规程中规定的FRT(Fault Ride Through：故障穿越)要件。FRT要件对于在电力系统的瞬时电压降低等系统紊乱时的运转持续性进行规定。FRT要件(2017年4月修改)中，对于剩余电压为20％以上的电压降低，要求持续运转0.3秒。对于剩余电压小于20％的电压降低，以持续运转0.3秒为原则，允许基于逆变器的栅极阻塞(gate block)的对应。电压恢复后，在剩余电压为20％以上的情况下在恢复后0.1秒之内，在剩余电压小于20％的情况下在恢复后1.0秒之内，要求恢复到电压降低前的输出的80％以上的输出。

如果产生瞬时电压降低则容易产生过电流。作为其对策，在用于分散型电源的功率调节器中，大多设有逐脉冲方式(pulse by pulse)的过电流保护电路。该过电流保护电路如果检测到过电流，则通过阻断输入到构成逆变器的所有开关元件的栅极信号来抑制电流。该过电流保护没有使逆变器的动作停止，因此能够满足FRT要件中规定的驾驶持续性。

[在先技术文献]

[专利文献]

专利文献1：国际公开第2015/030152号

发明内容

[发明要解决的课题]

在飞跨电容器方式的多电平功率转换装置中，在发生瞬时电压降低时，即使通过上述过电流保护电路不停止逆变器的动作地抑制过电流，由于跨电容器的过电压，逆变器的动作也有可能停止。例如，如果在飞跨电容器的放电的定时(timing)过电流保护功能接通(gate block:栅极阻塞)，在飞跨电容器的充电的定时过电流保护功能断开的定时过电流保护电路动作，则充电量相对于放电量增多，产生过电压(过充电)。另外，如果在相反的定时过电流保护电路动作，则充电量相对于放电量减少，产生欠电压(过放电)。

本公开鉴于以上状况而完成，其目的在于提供一种在飞跨电容器方式的多电平功率转换装置中确保系统紊乱时所要求的运转持续性的技术。

[用于解决技术问题的技术方案]

为了解决上述技术问题，本公开的一个方案的功率转换装置包括：将从直流电源供给的直流电压转换为交流电压的逆变器电路；使所述逆变器电路的输出电压的波形接近正弦波的滤波电路；对所述逆变器电路中包括的多个开关元件进行驱动的驱动电路；以及在检测到过电流时，向所述驱动电路供给用于使所述多个开关元件断开的阻塞信号的过电流保护电路。所述逆变器电路包括：包括多个飞跨电容器，能够分别从2点输出五电平以上的电位的多电平输出部；以及对在所述多电平输出部的2点间流动的电流的方向进行控制的极性切换部。在产生所述多个飞跨电容器中的任意一个的电压的异常以及本功率转换装置的输出电压的急剧变动中的至少一者时，限制从所述逆变器电路输出所述直流电源的正电压、所述直流电源的负电压以及零电压之外的电压。

[发明效果]

根据本公开，在飞跨电容器方式的多电平功率转换装置中能够确保系统紊乱时所要求的运转持续性。

附图说明

图1是用于说明实施方式的功率转换装置的构成的图。

图2是表示以五电平(+E、+1/2E、0、-1/2E、-E)的电压生成的模拟正弦波的图。

图3是总结了图1的功率转换装置中的第1开关元件-第24开关元件的开关模式的图。

图4的(a)-(d)是表示图3所示的开关模式的正的半周期的开关模式的电路图。

图5的(a)-(d)是表示图3所示的开关模式的负的半周期的开关模式的电路图。

图6是表示控制部、驱动电路以及过电流保护电路的构成例1的图。

图7是用于说明迟滞比较器的参照阈值的图。

图8是表示通过使用构成例1的功率转换装置的FRT要件的第1模拟试验得到的波形的图。

图9是表示通过使用构成例1的功率转换装置的FRT要件的第2模拟试验得到的波形的图。

图10是表示控制部、驱动电路以及过电流保护电路的构成例2的图。

图11是表示以三电平(+E、0、-E)的电压生成的交流波的图。

图12是表示控制部、驱动电路以及过电流保护电路的构成例3的图。

图13是表示控制部、驱动电路以及过电流保护电路的构成例4的图。

具体实施方式

图1是用于说明实施方式的功率转换装置1的构成的图。功率转换装置1将从直流电源2供给的直流功率转换为交流功率，并将转换的交流功率输出到商用电力系统(以下，简称为系统3)。直流电源2例如由分散型电源(太阳能电池、蓄电池、燃料电池等)和能够控制该分散型电源的输出的DC/DC转换器构成。该DC/DC转换器与功率转换装置1之间由直流总线连接。此外，直流电源2也可以由分散型电源和DC/DC转换器的组并联连接而构成。

功率转换装置1包括逆变器电路10、滤波电路20、控制部30、驱动电路40以及过电流保护电路60。逆变器电路10将从直流电源2供给的直流电压转换为交流电压。逆变器电路10能够基于从直流电源2供给的直流电压，生成具有多电平(在本实施方式中为五电平)的电压的模拟正弦波。逆变器电路10包括多个飞跨电容器电路，并具有能够输出五电平以上的电位的多电平输出部以及控制在多电平输出部的2点间流动的电流的方向的极性切换部。在图1所示的示例中，多电平输出部包括第1飞跨电容器电路11、第2飞跨电容器电路12、第3飞跨电容器电路13以及第4飞跨电容器电路14。极性切换部包括第1输出电路15和第2输出电路16。

第1飞跨电容器电路11和第2飞跨电容器电路12串联连接于直流电源2的两端间。第3飞跨电容器电路13和第4飞跨电容器电路14串联连接于直流电源2的两端间。第1飞跨电容器电路11和第2飞跨电容器电路12的连接点与第3飞跨电容器电路13和第4飞跨电容器电路14的连接点之间由中间布线连接。

第1飞跨电容器电路11包括第1开关元件Q1、第2开关元件Q2、第3开关元件Q3、第4开关元件Q4以及第1飞跨电容器C1。第1开关元件Q1、第2开关元件Q2、第3开关元件Q3以及第4开关元件Q4串联连接，连接于直流电压2的正侧总线与中间布线之间。第1飞跨电容器C1连接于第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的连接点与第3开关元件Q3和第4开关元件Q4的连接点之间，通过第1开关元件Q1-第4开关元件Q4进行充放电。

第2飞跨电容器电路12包括第5开关元件Q5、第6开关元件Q6、第7开关元件Q7、第8开关元件Q8以及第2飞跨电容器C2。第5开关元件Q5、第6开关元件Q6、第7开关元件Q7以及第8开关元件Q8串联连接，连接于中间布线与直流电压2的负侧总线之间。第2飞跨电容器C2连接于第5开关元件Q5和第6开关元件Q6的连接点与第7开关元件Q7和第8开关元件Q8的连接点之间，通过第5开关元件Q5-第8开关元件Q8进行充放电。

第3飞跨电容器电路13包括第9开关元件Q9、第10开关元件Q10、第11开关元件Q11、第12开关元件Q12以及第3飞跨电容器C3。第9开关元件Q9、第10开关元件Q10、第11开关元件Q11以及第12开关元件Q12串联连接，连接于直流电压2的正侧总线与中间布线之间。第3飞跨电容器C3连接于第9开关元件Q9和第10开关元件Q10的连接点与第11开关元件Q11和第12开关元件Q12的连接点之间，通过第9开关元件Q9-第12开关元件Q12进行充放电。

第4飞跨电容器电路14包括第13开关元件Q13、第14开关元件Q14、第15开关元件Q15、第16开关元件Q16以及第4飞跨电容器C4。第13开关元件Q13、第14开关元件Q14、第15开关元件Q15以及第16开关元件Q16串联连接，连接于中间布线与直流电压2的负侧总线之间。第4飞跨电容器C4连接于第13开关元件Q13和第14开关元件Q14的连接点与第15开关元件Q15和第16开关元件Q16的连接点之间，通过第13开关元件Q13-第16开关元件Q16进行充放电。

第1输出电路15连接于第1飞跨电容器电路11的中点(具体而言，第2开关元件Q2与第3开关元件Q3的连接点)与第2飞跨电容器电路12的中点(具体而言，第6开关元件Q6与第7开关元件Q7的连接点)之间。第1输出电路15包括串联连接的第17开关元件Q17、第18开关元件Q18、第19开关元件Q19和第20开关元件Q20。第1输出电路15的中点(具体而言，第18开关元件Q18与第19开关元件Q19的连接点)经由滤波电路20与连接于系统3的交流路径的一端连接。

第2输出电路16连接于第3飞跨电容器电路13的中点(具体而言，第10开关元件Q10与第11开关元件Q11的连接点)与第4飞跨电容器电路14的中点(具体而言，第14开关元件Q14与第15开关元件Q15的连接点)之间。第2输出电路16包括串联连接的第21开关元件Q21、第22开关元件Q22、第23开关元件Q23和第24开关元件Q24。第2输出电路16的中点(具体而言，第22开关元件Q22与第23开关元件Q23的连接点)经由滤波电路20与上述交流路径的另一端连接。

在直流电压2的正侧总线与负侧总线之间，串联连接有第1分割电容器C5和第2分割电容器C6。具体而言，在正侧总线与中间布线之间连接有第1分割电容器C5，在中间布线与负侧总线之间连接有第2分割电容器C6。第1分割电容器C5和第2分割电容器C6具有将直流电源2的电压E分压为1/2的作用、作为用于抑制在逆变器电路10内产生的浪涌电压的缓冲电容器的作用。

从第1飞跨电容器电路11的中点输出施加于第1开关元件Q1的上侧端子的E[V]与施加于第4开关元件Q4的下侧端子的1/2E[V]之间的范围的电位。第1飞跨电容器C1以成为1/4E[V]的电压的方式进行初始充电，并以1/4E[V]的电压为中心反复进行充放电。因此，从第1飞跨电容器电路11大致输出E[V]、3/4E[V]、1/2E[V]这三电平的电位。

从第2飞跨电容器电路12的中点输出施加于第5开关元件Q5的上侧端子的1/2E[V]与施加于第8开关元件Q8的下侧端子的0[V]之间的范围的电位。第2飞跨电容器C2以成为1/4E[V]的电压的方式进行初始充电，并以1/4E[V]的电压为中心反复进行充放电。因此，从第2飞跨电容器电路12大致输出1/2E[V]、1/4E[V]、0[V]这三电平的电位。

从第3飞跨电容器电路13的中点输出施加于第9开关元件Q9的上侧端子的E[V]与施加于第12开关元件Q12的下侧端子的1/2E[V]之间的范围的电位。第3飞跨电容器C3以成为1/4E[V]的电压的方式进行初始充电，并以1/4E[V]的电压为中心反复进行充放电。因此，从第3飞跨电容器电路13大致输出E[V]、3/4E[V]、1/2E[V]这三电平的电位。

从第4飞跨电容器电路14的中点输出施加于第13开关元件Q13的上侧端子的1/2E[V]与施加于第16开关元件Q16的下侧端子的0[V]之间的范围的电位。第4飞跨电容器C4以成为1/4E[V]的电压的方式进行初始充电，并以1/4E[V]的电压为中心反复进行充放电。因此，从第4飞跨电容器电路14大致输出1/2E[V]、1/4E[V]、0[V]这三电平的电位。

上述第1开关元件Q1-第24开关元件Q24分别反向串联地形成/连接有第1二极管D1-第24二极管D24。以下，在本实施方式中，设想第1开关元件Q1-第24开关元件Q24使用150V耐压的N沟道MOSFET的示例。在N沟道MOSFET中，从源极向漏极方向形成寄生二极管。

此外，第1开关元件Q1-第24开关元件Q24也可以使用IGBT(Insulated GateBipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)或双极晶体管。在该情况下，第1开关元件Q1-第24开关元件Q24未形成寄生二极管，第1开关元件Q1-第24开关元件Q24分别反向串联地连接有外置二极管。

从第1输出电路15的中点(具体而言，第18开关元件Q18与第19开关元件Q19的连接点)和第2输出电路16的中点(具体而言，第22开关元件Q22与第23开关元件Q23的连接点)向滤波电路20输出多电平的电压(在本实施方式中为五电平的电压)。电平数量越多则成为更接近正规的正弦波的模拟正弦波。此外，在本实施方式中，从第1输出电路15的中点输出U相的功率，从第2输出电路16的中点输出W相的功率。

滤波电路20包括第1电抗器L1、第2电抗器L2以及第3输出电容器C9，使从第1输出电路15和第2输出电路16输出的电压和电流的高次谐波成分衰减，从而接近与系统3的正弦波同步的正弦波。

总线电压测量部50对直流电源2与功率转换装置1间的支流总线的电压进行测量并输出到控制部30。第1电压测量部51对第1飞跨电容器C1的电压进行测量并输出到控制部30。第2电压测量部52对第2飞跨电容器C2的电压进行测量并输出到控制部30。第3电压测量部53对第3飞跨电容器C3的电压进行测量并输出到控制部30。第4电压测量部54对第4飞跨电容器C4的电压进行测量并输出到控制部30。第1中间电压测量部55对正侧母线与中间布线间的电压进行测量并输出到控制部30。第2中间电压测量部56对中间布线与负侧母线间的电压进行测量并输出到控制部30。此外，第1中间电压测量部55和第2中间电压测量部56中的一者可省略。所省略的部位的中间电压能够通过从总线电压减去另一者的中间电压而求出。

电抗器电流测量部57对流过第1电抗器L1的电流IL进行测量并输出到控制部30和过电流保护电路60。输出电压测量部58对功率转换装置1的输出电压Vout进行测量并输出到控制部30。输出电流测量部59对功率转换装置1的输出电流Iout进行测量并输出到控制部30。各电压测量部例如能够由电阻分压电路和差动放大器构成。各电流测量部例如能够由CT传感器构成。

控制部30将用于控制第1开关元件Q1-第24开关元件Q24的接通/断开的控制信号供给到驱动电路40。在本实施方式中，作为控制信号而使用PWM信号。驱动电路40基于从控制部30供给的PWM信号来驱动第1开关元件Q1-第24开关元件Q24。

控制部30通过向驱动电路40供给PWM信号，使逆变器电路10将从直流电源2供给的直流功率转换为交流功率。另外，控制部30通过向驱动电路40供给PWM信号，使逆变器电路10将从系统3供给的交流功率转换为直流功率。控制部30能够仅通过硬件资源与软件资源的协作或硬件资源实现。作为硬件资源，能够利用模拟元件、微型计算机、DSP、ROM、RAM、FPGA、ASIC、其他LSI。作为软件资源，能够利用固件等程序。

过电流保护电路60在功率转换装置1中检测到过电流时，向驱动电路40供给用于使第1开关元件Q1-第24开关元件Q24断开的栅极阻塞信号。过电流保护电路60以逐脉冲方式进行动作，不经由控制部30地直接控制驱动电路40(硬件控制)。关于控制部30、驱动电路40以及过电流保护功能60的具体构成例后述说明。

图2是表示以五电平(+E、+1/2E、0、-1/2E、-E)的电压生成的模拟正弦波的图。在区间(1)交替地输出+1/2E和0，在区间(2)交替地输出+E和+1/2E，在区间(3)交替地输出+1/2E和0，在区间(4)交替地输出0和-1/2E，在区间(5)交替地输出-1/2E和-E，在区间(6)交替地输出0和-1/2E。由此，生成1周期的模拟正弦波。若高品质地生成逆变器电路10的输出电压Vinv(模拟正弦波)，则通过滤波电路20后的输出电流Iout成为平滑的正弦波。

图3是总结了图1的功率转换装置1中的第1开关元件Q1-第24开关元件Q24的开关模式的图。

在图3所示的开关模式中，第1开关元件Q1、第5开关元件Q5、第12开关元件Q12、第16开关元件Q16的组与第4开关元件Q4、第8开关元件Q8、第9开关元件Q9、第13开关元件Q13的组为互补关系。第2开关元件Q2、第6开关元件Q6、第11开关元件Q11、第15开关元件Q15的组与第3开关元件Q3、第7开关元件Q7、第10开关元件Q10、第14开关元件Q14的组为互补关系。

另外，第1开关元件Q1、第5开关元件Q5、第12开关元件Q12、第16开关元件Q16的组与第2开关元件Q2、第6开关元件Q6、第11开关元件Q11、第15开关元件Q15的组为具有半周期(180°)的相位差的关系。第3开关元件Q3、第7开关元件Q7、第10开关元件Q10、第14开关元件Q14的组与第4开关元件Q4、第8开关元件Q8、第9开关元件Q9、第13开关元件Q13的组为具有半周期的相位差的关系。

另外，第17开关元件Q17、第18开关元件Q18、第23开关元件Q23、第24开关元件Q24的组在基本波的正的半周期的期间始终接通，在负的半周期的期间始终断开。第19开关元件Q19、第20开关元件Q20、第21开关元件Q21、第22开关元件Q22的组在基本波的负的半周期的期间始终接通，在正的半周期的期间始终断开。在日本，基本波是50Hz/60Hz的正弦波。

图4的(a)-(d)是表示图3所示的开关模式的正的半周期的开关模式的电路图。图5的(a)-(d)是表示图3所示的开关模式的负的半周期的开关模式的电路图。此外，为了附图的简化，以简单的开关符号描绘MOSFET。

如图4的(a)所示，在从逆变器电路10输出+0的情况下，控制部30将第3开关元件Q3、第4开关元件Q4、第7开关元件Q7、第8开关元件Q8、第9开关元件Q9、第10开关元件Q10、第13开关元件Q13、第14开关元件Q14、第17开关元件Q17、第18开关元件Q18、第23开关元件Q23以及第24开关元件Q24控制为接通状态，并将第1开关元件Q1、第2开关元件Q2、第5开关元件Q5、第6开关元件Q6、第11开关元件Q11、第12开关元件Q12、第15开关元件Q15、第16开关元件Q16、第19开关元件Q19、第20开关元件Q20、第21开关元件Q21以及第22开关元件Q22控制为断开状态。

如图4的(b)所示，在从直流电源2对第1飞跨电容器C1和第4飞跨电容器C4充电，并且从逆变器电路10输出+1/2E的情况下，控制部30将第1开关元件Q1、第3开关元件Q3、第5开关元件Q5、第7开关元件Q7、第10开关元件Q10、第12开关元件Q12、第14开关元件Q14、第16开关元件Q16、第17开关元件Q17、第18开关元件Q18、第23开关元件Q23以及第24开关元件Q24控制为接通状态，并将第2开关元件Q2、第4开关元件Q4、第6开关元件Q6、第8开关元件Q8、第9开关元件Q9、第11开关元件Q11、第13开关元件Q13、第15开关元件Q15、第19开关元件Q19、第20开关元件Q20、第21开关元件Q21以及第22开关元件Q22控制为断开状态。

如图4的(c)所示，在从第1飞跨电容器C1和第4飞跨电容器C4对系统3放电，并且从逆变器电路10输出+1/2E的情况下，控制部30将第2开关元件Q2、第4开关元件Q4、第6开关元件Q6、第8开关元件Q8、第9开关元件Q9、第11开关元件Q11、第13开关元件Q13、第15开关元件Q15、17开关元件Q17、第18开关元件Q18、第23开关元件Q23以及第24开关元件Q24控制为接通状态，并将第1开关元件Q1、第3开关元件Q3、第5开关元件Q5、第7开关元件Q7、第10开关元件Q10、第12开关元件Q12、第14开关元件Q14、第16开关元件Q16、第19开关元件Q19、第20开关元件Q20、第21开关元件Q21以及第22开关元件Q22控制为断开状态。

控制部30通过交替地重复图4的(b)所示的开关模式和图4的(c)所示的开关模式，能够从逆变器电路10输出+1/2E。

如图4的(d)所示，在从逆变器电路10输出+E的情况下，控制部30将第1开关元件Q1、第2开关元件Q2、第5开关元件Q5、第6开关元件Q6、第11开关元件Q11、第12开关元件Q12、第15开关元件Q15、第16开关元件Q16、第17开关元件Q17、第18开关元件Q18、第23开关元件Q23以及第24开关元件Q24控制为接通状态，并将第3开关元件Q3、第4开关元件Q4、第7开关元件Q7、第8开关元件Q8、第9开关元件Q9、第10开关元件Q10、第13开关元件Q13、第14开关元件Q14、第19开关元件Q19、第20开关元件Q20、第21开关元件Q21以及第22开关元件Q22控制为断开状态。

如图5的(a)所示，在从逆变器电路10输出-0的情况下，控制部30将第1开关元件Q1、第2开关元件Q2、第5开关元件Q5、第6开关元件Q6、第11开关元件Q11、第12开关元件Q12、第15开关元件Q15、第16开关元件Q16、第19开关元件Q19、第20开关元件Q20、第21开关元件Q21以及第22开关元件Q22控制为接通状态，并将第3开关元件Q3、第4开关元件Q4、第7开关元件Q7、第8开关元件Q8、第9开关元件Q9、第10开关元件Q10、第13开关元件Q13、第14开关元件Q14、第17开关元件Q17、第18开关元件Q18、第23开关元件Q23以及第24开关元件Q24控制为断开状态。

如图5的(b)所示，在从直流电源2对第2飞跨电容器C2和第3飞跨电容器C3充电，并且从逆变器电路10输出-1/2E的情况下，控制部30将第2开关元件Q2、第4开关元件Q4、第6开关元件Q6、第8开关元件Q8、第9开关元件Q9、第11开关元件Q11、第13开关元件Q13、第15开关元件Q15、第19开关元件Q19、第20开关元件Q20、第21开关元件Q21以及第22开关元件Q22控制为接通状态，并将第1开关元件Q1、第3开关元件Q3、第5开关元件Q5、第7开关元件Q7、第10开关元件Q10、第12开关元件Q12、第14开关元件Q14、第16开关元件Q16、第17开关元件Q17、第18开关元件Q18、第23开关元件Q23以及第24开关元件Q24控制为断开状态。

如图5的(c)所示，在从第2飞跨电容器C2和第3飞跨电容器C3对系统3放电，并且从逆变器电路10输出-1/2E的情况下，控制部30将第1开关元件Q1、第3开关元件Q3、第5开关元件Q5、第7开关元件Q7、第10开关元件Q10、第12开关元件Q12、第14开关元件Q14、第16开关元件Q16、第19开关元件Q19、第20开关元件Q20、第21开关元件Q21以及第22开关元件Q22控制为接通状态，并将第2开关元件Q2、第4开关元件Q4、第6开关元件Q6、第8开关元件Q8、第9开关元件Q9、第11开关元件Q11、第13开关元件Q13、第15开关元件Q15、17开关元件Q17、第18开关元件Q18、第23开关元件Q23以及第24开关元件Q24控制为断开状态。

控制部30通过交替地重复图5的(b)所示的开关模式和图5的(c)所示的开关模式，能够从逆变器电路10输出-1/2E。

如图5(d)所示，在从逆变器电路10输出-E的情况下，控制部30将第3开关元件Q3、第4开关元件Q4、第7开关元件Q7、第8开关元件Q8、第9开关元件Q9、第10开关元件Q10、第13开关元件Q13、第14开关元件Q14、第19开关元件Q19、第20开关元件Q20、第21开关元件Q21以及第22开关元件Q22控制为接通状态，并将第1开关元件Q1、第2开关元件Q2、第5开关元件Q5、第6开关元件Q6、第11开关元件Q11、第12开关元件Q12、第15开关元件Q15、第16开关元件Q16、第17开关元件Q17、第18开关元件Q18、第23开关元件Q23以及第24开关元件Q24控制为断开状态。

如上所述，第1开关元件Q1-第24开关元件Q24使用150V耐压的N沟道MOSFET。以下，对第1开关元件Q1-第24开关元件Q24的保护功能进行说明。在本实施方式中，关注构成多电平输出部的第1开关元件Q1-第16开关元件Q16的保护功能。

与第1飞跨电容器C1的两端的内侧连接的第2开关元件Q2和第3开关元件Q3处于互补关系。因此，对第2开关元件Q2和第3开关元件Q3中的某一个，除了死区时间之外，始终施加有第1飞跨电容器C1的电压。控制部30在第1飞跨电容器C1的测量电压超过设定阈值(例如，(150V-余裕电压))时，为了保护第2开关元件Q2或第3开关元件Q3，使逆变器电路10的动作停止。

另外，与第1飞跨电容器C1的两端的外侧连接的第1开关元件Q1和第4开关元件Q4处于互补关系。因此，对第1开关元件Q1和第4开关元件Q4中的一者，除了死区时间之外，始终施加有从正侧总线与中间布线间的电压减去第1飞跨电容器C1的电压的差分电压。控制部30在该差分电压超过设定阈值(例如，(150V-余裕电压))时，为了保护第1开关元件Q1或第4开关元件Q4，使逆变器电路10的动作停止。

逆变器电路10的停止通过将设于功率转换装置1与系统3间的解列继电器(未图示)断开来进行。由此，电流不流过功率转换装置1。

图6是表示控制部30、驱动电路40以及过电流保护电路60的构成例1的图。驱动电路40包括第1驱动电路41、第2驱动电路42、第3驱动电路43以及第4驱动电路44。第1驱动电路41基于PWM1信号使第1开关元件Q1、第5开关元件Q5、第12开关元件Q12以及第16开关元件Q16接通/断开。第2驱动电路42基于PWM2信号使第4开关元件Q4、第8开关元件Q8、第9开关元件Q9以及第13开关元件Q13接通/断开。第3驱动电路43基于PWM3信号使第2开关元件Q2、第6开关元件Q6、第11开关元件Q11以及第15开关元件Q15接通/断开。第4驱动电路44基于PWM4信号使第3开关元件Q3、第7开关元件Q7、第10开关元件Q10以及第14开关元件Q14接通/断开。

在构成例1中，控制部30包括占空值生成部35、第1比较器31、第2比较器32、第1否定电路33以及第2否定电路34。占空值生成部35计算由输出电流测量部59测量出的电流值与目标电流值的偏差。占空值生成部35基于计算出的偏差，通过PI补偿或P补偿而生成电流指令值。在测量出的电流值比目标电流值小的情况下，成为提高占空值的控制，在测量出的电流值比目标电流值大的情况下，成为降低占空值的控制。此外，作为控制对象的电流值，也可以不是由输出电流测量部59测量出的电流值，而使用由电抗器电流测量部57测量出的电流值。由占空值生成部35生成的占空值分别输入到第1比较器31和第2比较器32的第1输入端子。

第1比较器31的第2输入端子被输入第1载波的值。在本实施方式中，作为载波，使用三角波。第2比较器32的第2输入端子被输入相位与第1载波相比偏移了半周期(180°)的第2载波的值。

第1比较器31对从占空值生成部35输入的占空值与第1载波的值进行比较，将该比较结果作为PWM1信号输出。第1否定电路(NOT电路)33将PWM1信号反相，输出与PWM1信号为逆相位的PWM2信号。此外，在本说明书中，为了简化说明，忽视考虑死区。

第2比较器32对从占空值生成部35输入的占空值与第2载波的值进行比较，将该比较结果作为PWM3信号输出。第2否定电路34将PWM3信号反相，输出与PWM3信号为逆相位的PWM4信号。

过电流保护电路60包括用于检测正的过电流的正侧的迟滞比较器、用于检测负的过电流的负侧的迟滞比较器、第1逻辑积电路63、第2逻辑积电路64、第3逻辑积电路65以及第4逻辑积电路66。

正侧的迟滞比较器包括第1运算放大器61、第1电阻R1、第2电阻R2以及第3电阻R3。第1运算放大器61的反相输入端子被输入由电抗器电流测量部57测量出的、表示流过第1电抗器L1的电流的值。第1运算放大器61的非反相输入端子被输入参照阈值。该参照阈值通过将基准电压Vref用第1电阻R1和第2电阻R2进行分压而生成。第1运算放大器61的输出端子与非反相输入端子之间由插入有第3电阻R3的正反馈路径连接。

在第1运算放大器61的输出端子与非反相输入端子之间未被经由第3电阻的正反馈路径连接的情况下，成为通常的比较器。在该情况下，该比较器在表示流过第1电抗器L1的电流的值Vin比参照阈值低时输出高电平，在比参照阈值高时输出低电平。在比较器的输出为低电平的情况下，表示正方向的过电流流过第1电抗器L1。

图7是用于说明迟滞比较器的参照阈值的图。迟滞比较器是在一定的电压范围(以下，称为不灵敏区)中输出不反相的比较器。不灵敏区的上限电压为上侧参照阈值Vth1，下限电压为下侧参照阈值Vth2。迟滞比较器输出高电平时，参照阈值为上侧参照阈值Vth1，输出低电平时，参照阈值为下侧参照阈值Vth2。不灵敏区的宽度能够通过基准电压Vref的值、第1电阻R1的值、第2电阻R2的值以及第3电阻R3的值进行调整。将第3电阻R3的值设定得越小，越能够使不灵敏区的宽度加大。通过使用迟滞比较器，能够防止在用于检测过电流的参照阈值附近进行振荡。

在图6所示的正侧的迟滞比较器输出高电平的状态下，如果表示流过第1电抗器L1的电流的值Vin超过上侧参照阈值Vth1，则该迟滞比较器将输出反相为低电平。在正侧的迟滞比较器中，上侧参照阈值Vth1为用于检测在正方向流动的过电流的阈值。在正侧的迟滞比较器输出低电平的状态下，如果表示流过第1电抗器L1的电流的值Vin低于下侧参照阈值Vth2，则正侧的迟滞比较器将输出反相为高电平。

负侧的迟滞比较器包括第2运算放大器62、第4电阻R4、第5电阻R5以及第6电阻R6。第2运算放大器62的非反相输入端子被输入由电抗器电流测量部57测量出的、表示流过第1电抗器L1的电流的值。第2运算放大器62的非反相输入端子被输入参照阈值。该参照阈值通过将基准电压Vref用第4电阻R4和第5电阻R5进行分压而生成。第2运算放大器62的输出端子与非反相输入端子之间由插入有第6电阻R6的正反馈路径连接。

在负侧的迟滞比较器输出高电平的状态下，如果表示流过第1电抗器L1的电流的值Vin低于下侧参照阈值Vth2，则该迟滞比较器将输出反相为低电平。在负侧的迟滞比较器中，下侧参照阈值Vth2为用于检测在负方向流动的过电流的阈值。在负侧的迟滞比较器输出低电平的状态下，如果表示流过第1电抗器L1的电流的值Vin超过上侧参照阈值Vth1，正侧的迟滞比较器将输出反相为高电平。

正侧的迟滞比较器的输出端子与负侧的迟滞比较器的输出端子耦合。耦合的输出端子经由第7电阻被上拉至电源电压Vdd(高电平)。该输出端子的电平在沿正方向流过过电流时(正侧的迟滞比较器的输出为低电平)，或沿负方向流过过电流时(负侧的迟滞比较器的输出为低电平)时成为低电平，在除此之外时成为高电平。即，该输出端子的电平(以下，称为迟滞比较器的输出电平)为高电平时表示流过第1电抗器L1的电流正常，为低电平时表示流过第1电抗器L1的电流异常。

向第1逻辑积电路(AND电路)63的第1输入端子输入PWM1信号，向第2输入端子输入迟滞比较器的输出电平。第1逻辑积电路63在迟滞比较器的输出电平为高电平时将PWM1信号直接输出到第1驱动电路41，在迟滞比较器的输出电平为低电平时将低电平(断开信号)输出到第1驱动电路41。

向第2逻辑积电路64的第1输入端子输入PWM2信号，向第2输入端子输入迟滞比较器的输出电平。第2逻辑积电路64在迟滞比较器的输出电平为高电平时将PWM2信号直接输出到第2驱动电路42，在迟滞比较器的输出电平为低电平时将低电平(断开信号)输出到第2驱动电路42。

向第3逻辑积电路65的第1输入端子输入PWM3信号，向第2输入端子输入迟滞比较器的输出电平。第3逻辑积电路65在迟滞比较器的输出电平为高电平时将PWM3信号直接输出到第3驱动电路43，在迟滞比较器的输出电平为低电平时将低电平(断开信号)输出到第3驱动电路43。

向第4逻辑积电路64的第1输入端子输入PWM4信号，向第2输入端子输入迟滞比较器的输出电平。第4逻辑积电路64在迟滞比较器的输出电平为高电平时将PWM4信号直接输出到第4驱动电路44，在迟滞比较器的输出电平为低电平时将低电平(断开信号)输出到第4驱动电路44。

此外，在图6中，省略了对第17开关元件Q17-第24开关元件Q24进行驱动的驱动电路，但对于该驱动电路，在迟滞比较器的输出电平为低电平时也输入低电平(断开信号)。

在以上示出的构成例1中，在过电流流过第1电抗器L1时，迟滞比较器的输出电平成为低电平，驱动电路40向第1开关元件Q1-第24开关元件Q24的栅极端子输出断开信号。由此，功率转换装置1能够在维持与系统3的电连接的状态下成为栅极阻塞状态。

图8是表示通过使用构成例1的功率转换装置1的FRT要件的第1模拟试验得到的波形的图。图8所示的波形是将通过模拟试验得到的实际的波形改写为示意性的波形的图。作为五电平的输出电压Vinv，逆变器电路10交替地输出+E和+1/2E。在逆变器电路10输出+1/2E时，飞跨电容器C1-C4以1：1的比率交替地重复充电和放电，飞跨电容器C1-C4的电压Vfc在一定的范围内周期性地变动。

如果因系统3的紊乱而系统电压Vac降低，则电感器电流IL上升。如果电感器电流IL的值超过上侧参照阈值Vth1，则过电流保护电路60接通，第1开关元件Q1-第24开关元件Q24断开。在该状态下，第18二极管D18、第17二极管D17、第2二极管D2、第1二极管D1、直流电源2、第16二极管D16、第15二极管D15、第24二极管D24、第23二极管D23的路径导通，并从逆变器电路10输出-E。在过电流保护电路60接通的期间，电感器电流IL降低。在从逆变器电路10输出-E的期间，电流不通过飞跨电容器C1-C4，飞跨电容器C1-C4不进行充电也不进行放电。如果电感器电流IL的值低于下侧参照阈值Vth2，则过电流保护电路60断开，回到通常的五电平输出控制。

在图8所示的试验结果中，反复进行在飞跨电容器C1-C4的放电的定时过电流保护电路60接通、在飞跨电容器C1-C4的充电的定时过电流保护电路60断开的定时。由此，飞跨电容器C1-C4的放电时间减短，充电量相对于放电量增多，飞跨电容器C1-C4的电压Vfc上升。在该试验中，之后，飞跨电容器C1-C4的电压Vfc达到过电压阈值，逆变器电路10的动作停止。要满足FRT要件，在系统3的紊乱时，需要逆变器电路10的动作不因飞跨电容器C1-C4的过电压或欠电压而停止。

作为在系统3的紊乱时用于使逆变器电路10的动作不停止的第1对策，使迟滞比较器的不灵敏区的宽度加大。具体而言，将正侧的迟滞比较器的下侧参照阈值Vth2设定为比一般的阈值低规定值以上，将负侧的迟滞比较器的上侧参照阈值Vth1设定为比一般的阈值高规定值以上。例如，在图8所示的模拟试验使用的正侧的迟滞比较器中，将上侧参照阈值Vth1设定为与50-60A之间的电流对应的值，将下侧参照阈值Vth2设定为与40-50A之间的电流对应的值。在第1对策中，将下侧参照阈值Vth2设定为与10A附近的电流对应的值。

图9是表示通过使用构成例1的功率转换装置1的FRT要件的第2模拟试验得到的波形的图。第2模拟试验是在实施了第1对策后实施的试验。如果因系统3的紊乱而系统电压Vac降低，则电感器电流IL上升。如果电感器电流IL的值超过上侧参照阈值Vth1，则过电流保护电路60接通，如上所述地从逆变器电路10输出-E。在过电流保护电路60接通的期间，电感器电流IL降低。

在图9的示例中，电感器电流IL的值降低至比目标电流值小的值。即，正侧的迟滞比较器的不灵敏区被设定为确保电感器电流IL的值降低至比目标电流值小的值的宽度。由此，过电流保护电路60由于至少电感器电流IL的值比目标电流值小，因此继续向第1驱动电路41-第4驱动电路44供给断开信号。

由于在第2模拟试验中，下侧参照阈值Vth2被设定得较低，因此电感器电流IL的值降低至比目标电流值小的值。如果电感器电流IL的值低于下侧参照阈值Vthe2，则过电流保护电路60断开，回到通常的五电平输出控制。在刚回到通常的五电平控制后输出控制的+1/2E的区间中，由于电流的值减小。因此飞跨电容器C1-C4的充电量或放电量减小。另外，由于电流的值减小，因此测量电流值与目标电流值的偏差加大。因此，如果反馈控制起作用，则控制部30为了使偏差接近0而以使逆变器电路10输出+E的方式进行控制。

相反，在通过过电流保护电路60流过负方向的过电流的情况下，如果电感器电流IL的值低于下侧参照阈值Vth2，则过电流保护电路60接通，从逆变器电路10输出+E。在过电流保护电路60接通的期间，电感器电流IL上升。如果电感器电流IL的值超过上侧参照阈值Vth1，则过电流保护电路60断开，第1开关元件Q1-第24开关元件Q24回到通常的五电平输出控制。如果反馈控制起作用，则控制部30为了使偏差接近0而以使逆变器电路10输出-E的方式进行控制。

如图4的(a)、图5的(a)所示，在逆变器电路10输出+E或-E的开关模式中，电流不通过飞跨电容器C1-C4，飞跨电容器C1-C4不进行充电也不进行放电。如图9所示，在第2模拟试验中，即使因系统3的紊乱而流过过电流，飞跨电容器C1-C4的电压Vfc也不上升而稳定。因此，通过飞跨电容器C1-C4中的任意一个的电压Vfc上升而达到过电压阈值，能够避免导致逆变器电路10的动作停止。

图10是表示控制部30、驱动电路40以及过电流保护电路60的构成例2的图。构成例2是用于实现用于避免在系统3的紊乱时逆变器电路10的动作停止的第2对策的构成。在以下说明的第2-4对策中，迟滞比较器的不灵敏区被设定为通常的宽度。此外，在第2-4对策中，也可以如第1对策中说明的那样设定比通常宽的不灵敏区。

在构成例2中，与图6所示的构成例1相比，控制部30还包括多路复用器36、标志生成部37以及三电平模式信号输出部38。三电平模式信号输出部38生成用于使逆变器电路10输出以+E、0、-E这三电平的电压生成的交流电压的PWM信号。

三电平模式信号输出部38不使用用于使逆变器电路10输出如图4的(b)、图4的(c)、图5的(b)、图5的(c)所示的+1/2E、-1/2E的开关模式，而仅使用用于输出如图4的(a)、图4的(d)、图5的(a)、图5的(d)所示的+0、+E、-0、-E的开关模式。在后者的开关模式中，电流不通过飞跨电容器C1-C4，飞跨电容器C1-C4不进行充电也不进行放电。

图11是表示以三电平(+E、0、-E)的电压生成的交流波的图。在区间(1)中交替地输出+E和0，在区间(2)中交替地输出0和-E。由此，生成1周期的交流波。图11所示的交流波是以0为中心的矩形波状的交流波，与图2所示的以五电平(+E、+1/2E、0、-1/2E、-E)的电压生成的模拟正弦波相比，与系统电压的偏离加大，转换效率变低。

回到图10，三电平模式信号输出部38生成用于使逆变器电路10输出图11所示的交流波的PWM1信号-PWM4信号，并输出到多路复用器36。

多路复用器36也被输入从第1比较器31输出的PWM1信号、从第1否定电路33输出的PWM2信号、从第2比较器32输出的PWM3信号以及从第2否定电路34输出的PWM4信号。

标志生成部37在飞跨电容器C1-C4中的任意一个的电压异常的期间(称为第1条件满足期间)，在多路复用器36中设定有意义的标志，在飞跨电容器C1-C4的所有的电压正常的期间，在多路复用器36中设定无意义的标志。飞跨电容器C1-C4中的任意一个的电压异常的状态是指超过过电压阈值或低于欠电压阈值的状态。

另外，也可以是，标志生成部37在检测到系统3的瞬时电压降低后规定的期间(以下，称为第2条件满足期间)，在多路复用器36中设定有意义的标志，在其之外的期间，在多路复用器36中设定无意义的标志。该规定的期间能够由设计者任意地设定。此外，标志生成部37也可以在检测到系统3的瞬时电压上升后规定的期间，也在多路复用器36中设定有意义的标志。

另外，也可以是，标志生成部37在第1条件满足期间和第2条件满足期间的重复期间，在多路复用器36中设定有意义的标志，在其之外的期间，在多路复用器36中设定无意义的标志。

多路复用器36在设定有无意义的标志的期间，将从第1比较器31、第1否定电路33、第2比较器32以及第2否定电路34输入的PWM1信号-PWM4信号分别输出到第1驱动电路41-第4驱动电路44。多路复用器36在设定有有意义的标志的期间，将从三电平模式信号输出部38输入的PWM1信号-PWM4信号分别输出到第1驱动电路41-第4驱动电路44。

即，逆变器电路10在满足第1条件和第2条件中的至少一者的期间作为三电平逆变器进行动作，在其之外的期间作为五电平逆变器进行动作。在作为三电平逆变器进行动作的期间，避免因飞跨电容器C1-C4的过电压或欠电压导致的逆变器电路10的停止。

此外，如果在满足第1条件和第2条件二者的期间使逆变器电路10作为三电平逆变器进行动作，则能够满足FRT要件并且抑制转换效率的降低。即使产生系统3的瞬时电压降低，飞跨电容器C1-C4有时也不会达到过电压或欠电压。在该情况下，本来能够以五电平逆变器的状态进行动作。在飞跨电容器C1-C4的电压处于正常范围的情况下，如果仅满足第2条件就切换到三电平逆变器的动作，则与以五电平逆变器的状态继续动作的情况相比，效率降低。

另外，在未产生系统3的瞬时电压降低的状态下，在飞跨电容器C1-C4陷入过电压或欠电压的情况下，从安全性的观点出发优选将逆变器电路10的动作停止。如果仅满足第1条件就切换到三电平逆变器的动作，则即使是与系统3的瞬时电压降低无关的飞跨电容器C1-C4的过电压或欠电压，逆变器电路10的动作也不停止，停留在向三电平逆变器的动作切换。

图12是表示控制部30、驱动电路40以及过电流保护电路60的构成例3的图。构成例3是用于实现用于避免在系统3的紊乱时逆变器电路10的动作停止的第3对策的构成。在构成例3中，与图6所示的构成例1相比，控制部30还包括多路复用器36、标志生成部37以及三电平占空值生成部39。三电平占空值生成部39生成用于使逆变器电路10输出以+E、0、-E这三电平的电压生成的交流电压的占空值。更具体而言，三电平占空值生成部39生成用于使逆变器电路10输出图11所示的交流波的占空值，并作为三电平用的占空值输出到多路复用器36。多路复用器36中也输入由占空值生成部35生成的五电平用的占空值。

标志生成部37在与构成例2的说明同样的条件下，在多路复用器36中设定有意义或无意义的标志。多路复用器36在设定有无意义的标志的期间，将从占空值生成部35输入的五电平用的占空值分别输出到第1比较器31和第2比较器32，在设定有有意义的标志的期间，将从三电平占空值生成部39输入的三电平用的占空值分别输出到第1比较器31和第2比较器32。

在构成例3中也与构成例2同样，逆变器电路10在满足第1条件和第2条件中的至少一者的期间作为三电平逆变器进行动作，在其之外的期间作为五电平逆变器进行动作。在作为三电平逆变器进行动作的期间，避免因飞跨电容器C1-C4的过电压或欠电压导致的逆变器电路10的停止。

图13是表示控制部30、驱动电路40以及过电流保护电路60的构成例4的图。构成例4是用于实现用于避免在系统3的紊乱时逆变器电路10的动作停止的第4对策的构成。在构成例4中，与图6所示的构成例1相比，控制部30还包括乘法器310和标志生成部311。标志生成部311在与构成例2的说明同样的条件下，生成有意义或无意义的标志，并输出到乘法器310。在构成例4中，无意义的标志为1，有意义的标志为-1。

乘法器310将从占空值生成部35输出的占空值与从标志生成部311输出的标志的值相乘，并输出到第2比较器32的第1输入端子。乘法器310在由标志生成部311生成的标志为无意义的情况下，将从占空值生成部35输出的占空值直接输出到第2比较器32的第1输入端子，在由标志生成部311生成的标志为有意义的情况下，将从占空值生成部35输出的占空值的极性反相并输出到第2比较器32的第1输入端子。

在由标志生成部311生成的标志为有意义的情况下，PWM1信号与PWM3信号的波形相同，PWM2信号与PWM4信号的波形相同。在该情况下，不使用用于输出图4的(b)、图4的(c)、图5的(b)、图5的(c)所示的+1/2E、-1/2E的开关模式，而仅使用用于输出如图4的(a)、图4的(d)、图5的(a)、图5的(d)所示的+0、+E、-0、-E的开关模式。

此外，乘法器310的设置位置不限于第2比较器32的第1输入端子的前级，也可以是第2比较器32的第2输入端子的前级、第1比较器31的第1输入端子的前级或第1比较器31的第2输入端子的前级。不论设置在任意一个位置，在由标志生成部311生成的标志为有意义的情况下，PWM1信号与PWM3信号的波形相同，PWM2信号与PWM4信号的波形相同。

在构成例4中也与构成例2同样，逆变器电路10在满足第1条件和第2条件中的至少一者的期间作为三电平逆变器进行动作，在其之外的期间作为五电平逆变器进行动作。在作为三电平逆变器进行动作的期间，避免因飞跨电容器C1-C4的过电压或欠电压导致的逆变器电路10的停止。

如上述说明，根据本实施方式，在设置过电流保护电路60的同时，在满足飞跨电容器C1-C4的电压异常时和系统3的紊乱时中的至少一个条件的期间，限制从逆变器电路10输出+E、0、-E之外的电压。由此，在系统3的瞬时电压降低时，即使使逆变器电路10的动作不停止，也能够防止飞跨电容器C1-C4的充电与放电的平衡破坏。因此，能够避免飞跨电容器C1-C4的过电压或欠电压并满足FRE要件。由此，能够避免JET认证试验中的不适合。另外，由于过电流、过电压、欠电压的对策也充分实施，因此即使使用低耐压的开关元件，也能够防止因过耐压导致的元件损坏。使用低耐压的开关元件有助于实现高效率且小型的功率转换装置1。

以上，基于实施方式对本公开进行了说明。本领域技术人员应理解，实施方式仅是例示，其各构成要素及各处理工序的组合能够有各种变形例，并且这样的变形例也在本公开的范围内。

图6所示的构成例1中的占空值生成部35、第1比较器31、第2比较器32、第1否定电路33以及第2否定电路34也能够通过基于微型计算机的软件运算处理实现。图10所示的构成例2中的占空值生成部35、第1比较器31、第2比较器32、第1否定电路33、第2否定电路34、多路复用器36、标志生成部37以及三电平模式信号输出部38也能够通过基于微型计算机的软件运算处理实现。图12所示的构成例3中的占空值生成部35、第1比较器31、第2比较器32、第1否定电路33、第2否定电路34、多路复用器36、标志生成部37以及三电平占空值生成部39也能够通过基于微型计算机的软件运算处理实现。图13所示的构成例4中的占空值生成部35、第1比较器31、第2比较器32、第1否定电路33、第2否定电路34、乘法器310以及标志生成部311也能够通过基于微型计算机的软件运算处理实现。

在通过基于微型计算机的软件运算处理实现的情况下，能够抑制电路规模的增大以及成本上升。另一方面，在通过软件实现的情况下，能够防止响应时间的延迟。

在上述实施方式中，第1逻辑积电路63-第4逻辑积电路66在迟滞比较器的输出值为低电平时，分别向第1驱动电路41-第4驱动电路44输出低电平，在迟滞比较器的输出值为高电平时，分别向第1驱动电路41-第4驱动电路44输出PWM1信号-PWM4信号。对于这一点，也可以替代第1逻辑积电路63-第4逻辑积电路66而使用选择电路(例如，多路复用器)。选择电路在迟滞比较器的输出值为低电平时，选择迟滞比较器的输出值并分别输出到第1驱动电路41-第4驱动电路44，在迟滞比较器的输出值为高电平时，选择PWM1信号-PWM4信号并分别输出到第1驱动电路41-第4驱动电路44。

在上述实施方式中，能够将第17开关元件Q17和第18开关元件Q18置换为耐压大的1个开关元件。第19开关元件Q19和第20开关元件Q20、第21开关元件Q21和第22开关元件Q22、以及第23开关元件Q23和第24开关元件Q24也是同样的。

在上述实施方式中，对输出五电平的多电平功率转换装置进行了说明，但也能够在输出七电平以上的多电平功率转换装置中应用本公开。多电平输出部具有串联连接有3个以上的具有1个飞跨电容器和4个开关元件的组(上述的飞跨电容器电路)的支路。在单相的情况下具有2个支路，在三相的情况下具有3个支路。2个或3个支路并联连接于直流电源2的两端间。

此外，实施方式也可以由以下项目来确定。

[项目1]

一种功率转换装置(1)，其特征在于，包括：

将从直流电源(2)供给的直流电压转换为交流电压的逆变器电路(10)；

使所述逆变器电路(10)的输出电压的波形接近正弦波的滤波电路(20)；

对所述逆变器电路(10)中包括的多个开关元件(Q1-Q24)进行驱动的驱动电路(40)；以及

在检测到过电流时，向所述驱动电路(40)供给用于使所述多个开关元件(Q1-Q24)断开的阻塞信号的过电流保护电路(60)，

所述逆变器电路(10)包括：

包括多个飞跨电容器(C1-C4)，能够分别从2点输出五电平以上的电位的多电平输出部(11-14)；以及

对在所述多电平输出部(11-14)的2点间流动的电流的方向进行控制的极性切换部(15、16)，

在产生所述多个飞跨电容器(C1-C4)中的任意一个的电压的异常以及本功率转换装置(1)的输出电压的急剧变动中的至少一者时，限制从所述逆变器电路(10)输出所述直流电源(2)的正电压、所述直流电源(2)的负电压以及零电压之外的电压。

由此，在产生多个飞跨电容器(C1-C4)中的任意一个的电压的异常以及本功率转换装置(1)的输出电压的急剧变动中的至少一者时，能够避免因飞跨电容器(C1-C4)的过电压或欠电压导致的逆变器电路(10)的停止，确保功率转换装置(1)的运转持续性。

[项目2]

如项目1所述的功率转换装置(1)，其特征在于，

还包括生成用于使本功率转换装置(1)的输出电流与目标电流一致的控制信号，并供给到所述驱动电路的控制部(30)，

所述功率转换装置(1)的交流侧端子与电力系统(3)连接，

所述过电流保护电路(60)在所述滤波电路(20)中流过过电流时，至少向所述驱动电路(40)持续供给阻塞信号，直到流过所述滤波电路(20)的电流的绝对值成为比所述目标电流的绝对值小的值为止。

由此，在系统紊乱时，能够避免因飞跨电容器(C1-C4)的过电压或欠电压导致的逆变器电路(10)的停止，确保功率转换装置(1)的运转持续性。

[项目3]

如项目2所述的功率转换装置(1)，其特征在于，

所述过电流保护电路(60)包括：

将流过所述滤波电路(20)的电流的值与参照阈值进行比较的迟滞比较器(61、R1-R3、62、R4-R6)；以及

逻辑电路(63-66)或选择电路，其将所述迟滞比较器(61、R1-R3、62、R4-R6)的输出值与从所述控制部(30)供给的控制信号进行比较，在所述迟滞比较器(61、R1-R3、62、R4-R6)的输出值为低电平时，作为所述阻塞信号，将低电平供给到所述驱动电路(40)，在所述迟滞比较器(61、R1-R3、62、R4-R6)的输出值为高电平时，将从所述控制部(30)供给的控制信号供给到所述驱动电路(40)，

所述迟滞比较器(61、R1-R3、62、R4-R6)的不灵敏区的宽度被设定为：在流过所述滤波电路(20)的电流的值达到用于检测过电流的参照阈值后，至少确保流过所述滤波电路(20)的电流的绝对值成为比所述目标电流的绝对值小的值的宽度。

通过将迟滞比较器(61、R1-R3、62、R4-R6)的不灵敏区的宽度设定得较宽，能够使过电流检测后的电流的绝对值极小，能够从逆变器电路(10)输出直流电源(2)的正电压或直流电源(2)的负电压。由此，飞跨电容器(C1-C4)的充电或放电停止，避免因飞跨电容器C1-C4的过电压或欠电压导致的逆变器电路(10)的停止。

[项目4]

如项目1所述的功率转换装置(1)，其特征在于，

还包括向所述驱动电路供给控制信号的控制部(30)，

所述功率转换装置(1)的交流侧端子与电力系统(3)连接，

所述控制部(30)在所述多个飞跨电容器(C1-C4)中的任意一个的电压异常的期间、以及从检测到所述电力系统(3)的瞬时电压降低起的规定的期间中的至少一个期间即条件满足期间中，控制所述驱动电路(40)，以使得从所述逆变器电路(10)输出由所述直流电源(2)的正电压、所述直流电源(2)的负电压以及零电压这3个电压生成的交流电压。

由此，在条件满足期间，飞跨电容器(C1-C4)的充电或放电停止，避免因飞跨电容器(C1-C4)的过电压或欠电压导致的逆变器电路(10)的停止。

[项目5]

如项目4所述的功率转换装置(1)，其中，

所述控制部(30)包括：

比较部(31、32)，其将基于本功率转换装置(1)的输出电流与所述目标电流的偏差的占空值与载波的值进行比较，并输出基于该比较结果的PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)信号；以及

选择部(36)，其选择用于将由所述直流电源(2)的正电压、所述直流电源(2)的负电压以及零电压这3个电压生成的交流电压输出到所述逆变器电路(10)的PWM信号和用于将从所述比较部(31、32)输出的模拟正弦波输出到所述逆变器电路(10)的PWM信号中的某一个并供给到所述驱动电路(40)，

所述选择部(36)在所述条件满足期间时，选择用于输出由所述3个电压生成的交流电压的PWM信号，在所述条件满足期间之外时，选择用于输出所述模拟正弦波的PWM信号。

由此，在条件满足期间，飞跨电容器(C1-C4)的充电或放电停止，避免因飞跨电容器(C1-C4)的过电压或欠电压导致的逆变器电路(10)的停止。

[项目6]

如项目4所述的功率转换装置(1)，其中，

所述控制部(30)包括：

选择部(36)，其选择用于将基于本功率转换装置(1)的输出电流与所述目标电流的偏差的模拟正弦波输出到所述逆变器的占空值和用于将由所述直流电源(2)的正电压、所述直流电源(2)的负电压以及零电压这3个电压生成的交流电压输出到所述逆变器电路(10)的占空值中的某一个；以及

比较部(31、32)，其将由所述选择部(36)选择的占空值与载波的值进行比较，并将基于该比较结果的PWM信号供给到所述驱动电路(40)，

所述选择部(36)在所述条件满足期间时，选择用于输出由所述3个电压生成的交流电压的占空值，在所述条件满足期间之外时，选择用于输出所述模拟正弦波的占空值。

由此，在条件满足期间，飞跨电容器(C1-C4)的充电或放电停止，避免因飞跨电容器(C1-C4)的过电压或欠电压导致的逆变器电路(10)的停止。

[项目7]

如项目1至6的任意一项所述的功率转换装置(1)，其特征在于，

所述多电平输出部(11-14)包括：

第1飞跨电容器电路(11)，其具有串联连接的第1开关元件(Q1)、第2开关元件(Q2)、第3开关元件(Q3)和第4开关元件(Q4)，以及连接于所述第1开关元件(Q1)和所述第2开关元件(Q2)的连接点与所述第3开关元件(Q3)和所述第4开关元件(Q4)的连接点之间的第1飞跨电容器(C1)；

第2飞跨电容器电路(12)，其具有串联连接的第5开关元件(Q5)、第6开关元件(Q6)、第7开关元件(Q7)和第8开关元件(Q8)，以及连接于所述第5开关元件(Q5)和所述第6开关元件(Q6)的连接点与所述第7开关元件(Q7)和所述第8开关元件(Q8)的连接点之间的第2飞跨电容器(C2)；

第3飞跨电容器电路(13)，其具有串联连接的第9开关元件(Q9)、第10开关元件(Q10)、第11开关元件(Q11)和第12开关元件(Q12)，以及连接于所述第9开关元件(Q9)和所述第10开关元件(Q10)的连接点与所述第11开关元件(Q11)和所述第12开关元件(Q12)的连接点之间的第3飞跨电容器(C3)；以及

第4飞跨电容器电路(14)，其具有串联连接的第13开关元件(Q13)、第14开关元件(Q14)、第15开关元件(Q15)和第16开关元件(Q16)，以及连接于所述第13开关元件(Q13)和所述第14开关元件(Q14)的连接点与所述第15开关元件(Q15)和所述第16开关元件(Q16)的连接点之间的第4飞跨电容器(C4)，

所述极性切换部包括：

第1输出电路，其具有串联连接于所述第1飞跨电容器电路(11)的中点与所述第2飞跨电容器电路(12)的中点之间的第17开关元件(Q17)、第18开关元件(Q18)、第19开关元件(Q19)和第20开关元件(Q20)，所述第18开关元件(Q18)和所述第19开关元件(Q19)之间的连接点与连接于电力系统(3)的交流路径的一端连接；以及

第2输出电路，其具有串联连接于所述第3飞跨电容器电路(13)的中点与所述第4飞跨电容器电路(14)的中点之间的第21开关元件(Q21)、第22开关元件(Q22)、第23开关元件(Q23)和第24开关元件(Q24)，所述第22开关元件(Q22)和所述第23开关元件(Q23)之间的连接点与所述交流路径的另一端连接，

所述第1飞跨电容器电路(11)和所述第2飞跨电容器电路(12)串联连接于所述直流电源(2)的两端间，

所述第3飞跨电容器电路(13)和所述第4飞跨电容器电路(14)串联连接于所述直流电源(2)的两端间，

所述第1飞跨电容器电路(11)和所述第2飞跨电容器电路(12)的连接点与所述第3飞跨电容器电路(13)和所述第4飞跨电容器电路(14)的连接点之间由中间布线连接。

由此，能够构成能够输出五电平的模拟正弦波和三电平的交流电压的逆变器电路(10)。

[项目8]

如项目4所述的功率转换装置(1)，其特征在于，

所述多电平输出部(11-14)包括：

第1飞跨电容器电路(11)，其具有串联连接的第1开关元件(Q1)、第2开关元件(Q2)、第3开关元件(Q3)和第4开关元件(Q4)，以及连接于所述第1开关元件(Q1)和所述第2开关元件(Q2)的连接点与所述第3开关元件(Q4)和所述第4开关元件(Q4)的连接点之间的第1飞跨电容器(C1)；

第2飞跨电容器电路(12)，其具有串联连接的第5开关元件(Q5)、第6开关元件(Q6)、第7开关元件(Q7)和第8开关元件(Q8)，以及连接于所述第5开关元件(Q5)和所述第6开关元件(Q6)的连接点与所述第7开关元件(Q7)和所述第8开关元件(Q8)的连接点之间的第2飞跨电容器(C2)；

第3飞跨电容器电路(13)，其具有串联连接的第9开关元件(Q9)、第10开关元件(Q10)、第11开关元件(Q11)和第12开关元件(Q12)，以及连接于所述第9开关元件(Q9)和所述第10开关元件(Q10)的连接点与所述第11开关元件(Q11)和所述第12开关元件(Q12)的连接点之间的第3飞跨电容器(C3)；以及

第4飞跨电容器电路(14)，其具有串联连接的第13开关元件(Q13)、第14开关元件(Q14)、第15开关元件(Q15)和第16开关元件(Q16)，以及连接于所述第13开关元件(Q13)和所述第14开关元件(Q14)的连接点与所述第15开关元件(Q15)和所述第16开关元件(Q16)的连接点之间的第4飞跨电容器(C4)，

所述极性切换部(15、16)包括：

第1输出电路(15)，其具有串联连接于所述第1飞跨电容器电路(11)的中点与所述第2飞跨电容器电路(12)的中点之间的第17开关元件(Q17)、第18开关元件(Q18)、第19开关元件(Q19)和第20开关元件(Q20)，所述第18开关元件(Q18)和所述第19开关元件(Q19)之间的连接点与连接于电力系统的交流路径的一端连接；以及

第2输出电路(16)，其具有串联连接于所述第3飞跨电容器电路(13)的中点与所述第4飞跨电容器电路(14)的中点之间的第21开关元件(Q21)、第22开关元件(Q22)、第23开关元件(Q23)和第24开关元件(Q24)，所述第22开关元件(Q22)和所述第23开关元件(Q23)之间的连接点与所述交流路径的另一端连接，

所述第1飞跨电容器电路(11)和所述第2飞跨电容器电路(12)串联连接于所述直流电源(2)的两端间，

所述第3飞跨电容器电路(13)和所述第4飞跨电容器电路(14)串联连接于所述直流电源(2)的两端间，

所述第1飞跨电容器电路(11)和所述第2飞跨电容器电路(12)的连接点与所述第3飞跨电容器电路(13)和所述第4飞跨电容器电路(14)的连接点之间由中间布线连接，

所述控制部(30)包括：

将基于本功率转换装置(1)的输出电流与所述目标电流的偏差的占空值与第1载波的值进行比较的第1比较部(31)；

将所述第1比较部(31)的比较结果反相的第1反相部(33)；

将所述占空值与相位与所述第1载波偏移半周期的第2载波的值进行比较的第2比较部(32)；以及

将所述第2比较部(32)的比较结果反相的第2反相部(34)，

所述第1比较部(31)的输出值被供给到驱动所述第1开关元件(Q1)、所述第5开关元件(Q5)、所述第9开关元件(Q9)和所述第13开关元件(Q13)的第1驱动电路(41)，

所述第1反相部(33)的输出值被供给到驱动所述第4开关元件(Q4)、所述第8开关元件(Q8)、所述第12开关元件(Q12)和所述第16开关元件(Q16)的第2驱动电路(42)，

所述第2比较部(32)的输出值被供给到驱动所述第2开关元件(Q2)、所述第6开关元件(Q6)、所述第10开关元件(Q10)和所述第14开关元件(Q14)的第3驱动电路(43)，

所述第2反相部(34)的输出值被供给到驱动所述第3开关元件(Q3)、所述第7开关元件(Q7)、所述第11开关元件(Q11)和所述第15开关元件(Q15)的第4驱动电路(44)，

所述控制部(30)在所述条件满足期间时，将输入到所述第1比较部(31)和所述第2比较部(32)的4个输入值中的任意一个的极性反相。

由此，在条件满足期间中，飞跨电容器(C1-C4)的充电或放电停止，避免因飞跨电容器(C1-C4)的过电压或欠电压导致的逆变器电路(10)的停止。

[工业可利用性]

本公开能够利用于飞跨电容器方式的多电平功率转换装置。

[附图标记说明]

1功率转换装置，2直流电源，3系统，10逆变器电路，11-14飞跨电容器电路，15、16输出电路，20滤波电路，30控制部，31、32比较器，33、34否定电路，35占空值生成部，36多路复用器，37标志生成部，38三电平模式信号输出部，39三电平占空值生成部，310乘法器，311标志生成部，40驱动电路，50总线电压测量部，51-54电压测量部，55第1中间电压测量部，56第2中间电压测量部，57电抗器电流测量部，58输出电压测量部，59输出电流测量部，60过电流保护电路，61、62运算放大器，63-66逻辑积电路，R1-R7电阻，Q1-Q24开关元件，D1-D24二极管，C1-C4飞跨电容器，C5、C6分割电容器，C7输出电容器，L1、L2电抗器。