一种光伏组件自举串联式DCDC变换器电路结构及控制方法

技术领域

本发明涉及直流变换器技术领域，尤其涉及一种光伏组件自举串联式DCDC变换器电路结构及控制方法。

背景技术

随着新能源的广泛需求，光伏产业得到迅速发展。但由于光伏组件输出电压随着光照强度不同而变化，因而需要对此进行稳压处理，常规技术处理方式为光伏组件输出经DC/DC变换器后，将其能量传递给储能电池组，其电压基本稳定，然后再进行DC/AC变换输出。

在此情况下，DC/DC变换器所承担的变换功率是光伏输出的所有功率，DC/DC变换器一般采用BOOST升压电路结构。整个光伏系统有2级功率变换，DC/DC变换器和DC/AC变换器，后级DC/AC变换器是必不可少的，满足负载对交流的需求。而前级DC/DC变换器所完成的功能只是保证储能电池组电压稳定及光伏组件能量的最大输出。提出新的DC/DC变换器结构，降低成本及提高光伏系统总体效率，是光伏产业关键技术之一。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有技术中存在的缺点，而提出的一种光伏组件自举串联式DCDC变换器电路结构及控制方法。

为了实现上述目的，本发明采用了如下技术方案：

一种光伏组件自举串联式DCDC变换器电路结构，包括储能电池组，光伏组件单元，DC/DC变换器1，DC/DC变换器2及控制单元，所述DC/DC变换器1输出A+端与所述的光伏组件串联，所述DC/DC变换器1由VT1-VT2和L2组成,VT1集电极接B+端，VT1发射极和VT2集电极相连后，接L2，VT2发射极接参考地的A-端,L2另一端接A+端，所述DC/DC变换器2由VT3、VT4、VT5、VT6、L3、及C3构成,VT3、VT4、VT5、VT6四个开关器件串联，VT3集电极接L1的D+端,VT4与VT5连接点接L3，L3另一端接C+端，VT3与VT4连接点接电容C3，C3另一端接VT5与VT6连接点接，VT6发射极接参考地的D-端。

优选的，所述控制单元实现对DC/DC变换器1和DC/DC变换器1的输出电流控制。

优选的，所述DC/DC变换器1为双向，该DC/DC变换器1由VT1-VT2和L2组成，VT1集电极接B+端，VT1发射极和VT2集电极相连后接L2，VT2发射极接A-端，L2另一端接A+端。

优选的，所述DC/DC变换器2由VT3、VT4、VT5、VT6、L3、及C3构成，VT3、VT4、VT5、VT6四个开关器件串联，VT3集电极接L1的D+端，VT4与VT5连接点接L3，L3另一端接C+端，VT3与VT4连接点接电容C3，C3另一端接VT5与VT6连接点，VT6发射极接参考地D-端。

优选的，一种光伏组件自举串联式DCDC变换器电路结构的控制方法，通过控制DC/DC变换器1输出电流来实现光伏组件单元能量的输出，DC/DC变换器1输出电压U2=Ubus-U1，忽略光伏组件单元及储能电池组的内阻压降，使得DC/DC变换器1的变换功率仅为PDC=I1*(Ubus-U1)。

优选的，所述控制电路采集Ubus、U1、U2电压，通过最大能量跟踪等控制方法，调节DCDC变换器1输出电流I1，实现光伏组件单元最大功率点跟踪控制。

优选的，所述控制电路采集Ubus、U1、U2电压，通过PID控制方法，调节DCDC变换器2输出电流I1，实现DCDC变换器2输出电压U3稳定，保证U1+U3＞Ubus。

优选的，所述DC/DC变换器1和DC/DC变换器2可由n组相同结构的DC/DC变换器并联，实现功率扩展，并联后，各组DC/DC变换器可采用交错并联、主从模式及下垂控制均流控制方式。

优选的，所述光伏组件单元电压U1与直流母线电压Ubus电压之比＜0.5。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1、本发明将DC/DC变换器输出与光伏组件串联在一起，通过调节DC/DC变换器输出（电流或电压），将光伏组件的能量传递到储能电池组当中。光伏组件电压与储能电池组电压之差在一定的合理范围内（20-30%），DC/DC变换器只需要输出其差值电压即可。所以，DC/DC变换器的变换功率较通用的全功率结构方式有极大降低，变换功率是经典结构变换功率的20-30%。实现光伏系统产品制造成本降低，提高系统总体效率。

2、本发明采用自举串联式DC/DC变换器结构，控制单元检测光伏组件电压U1，及储能电池组电压Ubus，控制DC/DC变换器1输出电流I1。原有成熟的有关光伏系统各种控制方法及策略可直接应用，如光伏电池最大功率点跟踪技术等。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明所述的光伏组件自举串联式DC/DC变换器电路结构图；

图2为本发明提出的一种光伏组件自举串联式DCDC变换器电路结构的功率分配图；

图3为本发明所提供的DC/DC变换器1工作时电路等效模型；

图4为本发明所提供的DC/DC变换器2驱动波形图；

图5为本发明所提供的DC/DC变换器2电路模型（VT3开通）；

图6为本发明所提供的DC/DC变换器2电路模型（VT4开通）。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。

参照图1-3，本发明的实施例1提供了一种光伏组件自举串联式DCDC变换器电路结构，包括储能电池组，光伏组件单元，DC/DC变换器1，DC/DC变换器2及控制单元，所述的光伏组件单元由光伏电池板串联（并联）构成，DC/DC变换器1和DC/DC变换器2为非隔离BUCK结构方式，控制单元实现对DC/DC变换器的控制。

光伏组件正极通过二极管D1与储能电池组正极相连，储能电池组负极接参考地，光伏组件负极连接到DC/DC变换器1输出正极（A+端），DC/DC变换器输出负极（A-端）接参考地。

所述的双向DC/DC变换器1由VT1-VT2和L2组成，VT1集电极接B+端，VT1发射极和VT2集电极相连后接L2，VT2发射极接参考地（A-端），L2另一端接A+端。

滤波电容C1并联到DC/DC变换器输出（A+端和A-端）。

DC/DC变换器1输入正极（B+端）接DC/DC变换器2输出正极（C+端），DC/DC变换器1输入负极（B-端）及DC/DC变换器2输出负极（C-端）接参考地。

滤波电容C3并联到DC/DC变换器2输出端（C+和C-端）。

DC/DC变换器2输入正极（D+端）接L1和C1，DC/DC变换器2输入负极（D-端）接参考地。

所述的双向DC/DC变换器2由VT3、VT4、VT5、VT6、L3、及C3构成。VT3、VT4、VT5、VT6四个开关器件串联，VT3集电极接L1（D+端），VT4与VT5连接点接L3，L3另一端接C+端，VT3与VT4连接点接电容C3，C3另一端接VT5与VT6连接点接，VT6发射极接参考地（D-端）。

本发明实施例1所述的自举串联式DCDC变换器中，所述的光伏组件电压U1，储能电池组电压Ubus，DC/DC变换器1输出电压U2，需满足(U1+U2)＞Ubus，且U1＜U3。

所述的自举串联式DC/DC变换器1中，控制电路采集Ubus、U1、U2电压，通过PID等控制方法，调节DCDC变换器2输出电流I1，实现DCDC变换器2输出电压U3稳定，保证（U1+U3）＞Ubus

本发明实施例1所述的自举串联式DC/DC变换器中，通过控制DC/DC变换器1输出电流来实现光伏组件能量的输出，DC/DC变换器1输出电压U2=Ubus-U1，(忽略光伏组件及储能电池组的内阻压降)，这样DC/DC变换器的变换功率仅为PDC=I1*(Ubus-U1)，较经典方案变换器功率（PDC=I1*Ubus）大幅降低。即通过较小的功率变换，控制调节很大的功率输出。

本发明实施例1所述的自举串联式DCDC变换器中，控制电路采集Ubus、U1、U2电压，通过最大能量跟踪等控制方法，调节DCDC变换器1输出电流I1，实现光伏组件最大功率点跟踪控制。

本发明实施例1所述的自举串联式DC/DC变换器1中，DC/DC变换器1为单向电流控制方式，由DC/DC变换器正极输出电流，为恒流控制模式。

本发明实施例1所述的自举串联式DC/DC变换器1中，若控制DC/DC变换器1工作在连续导通模式下（PWM控制方式，占空比为D），输出进行恒流控制。

所述的自举串联式DC/DC变换器中，DC/DC变换器1和DC/DC变换器2可由n组相同结构的DC/DC变换器并联，实现功率扩展，并联后，各组DC/DC变换器可采用交错并联，主从模式，下垂控制等均流控制方式。

定义电压比：K=U1/Ubus，K≤1，式中U1为光伏组件输出电压，Ubus为储能电池组电压。

光伏组件功率：P1=I1*U1，DC/DC变换器1功率PDC=U2*I1。

忽略二极管D1压降及DC/DC变换器损耗，则，Ubus=U1/K，PDC=（Ubus-U1）*I1=P1*(1-K)/K。

上式说明，为实现光伏组件功率控制，DC/DC变换器功率与光伏组件电压U1与储能电池组电压Ubus比值相关。

特别的，K=1，PDC=0，光伏组件电压与储能电池组电压相近，需要很小功率即可实现光伏组件功率控制。

特别的，K=0.8，PDC=0.25P1，光伏组件电压与储能电池组电压相差20%，需要四分之一功率即可实现光伏组件功率控制。

特别的，K=0.5，PDC=P1，光伏组件电压与储能电池组电压相差50%，DC/DC变换器功率与光伏组件输出功率相同。说明本发明实施例1所提出的方案DC/DC变换器功率与经典方案功率等级一致。故本发明实施例1适用于K＜0.5状况下。

效率分析：

假设经典全DC/DC变换器方案变换效率为η，本发明所给出的实施例1中DC/DC变换器1和DC/DC变换器2其效率不变，也为η。

参见实施例1功率图2，P0=(P1+PDC)-PDCIN，PDCIN=PDC/（η*η）。本发明所给出的实施例1电路结构的效率:

ηDC=P0/P1=1+N-N/(η*η)，式中N=PDC/P1，即串联DC/DC变换器功率与光伏组件输出功率之比。

由上式可见，η一定时，随着N减少，ηdc增加。

假设同样的输出功率，实施例1电路结构的效率ηDC与经典全DC/DC变换器方案变换效率η相同，即1+N-N/(η*η)=η，可求得N=(η*η-η*η*η)/(1-η*η)。

此式说明，从效率角度看，对于一定的η，N有其最大值，超过其最大值之后，系统效率降低，ηDC＜η，低于最大值，系统效率提高，ηDC＞η。

当储能电池组电压一定时，光伏组件电压设计的越高越能提高系统效率。

特别的，假设η=0.9。则N=0.426，即DC/DC变换器功率为光伏组件输出功率的0.426倍时，系统保持了原有效率不变。

特别的，假设η=0.9，N=0.2，则ηdc=0.953。较0.9的效率有很大提高。

本发明实施例2所述的自举串联式DC/DC变换器中，虽然设置了两级DC/DC变换器，通过上面论述，在一定条件下，总体效率会得到提高。

DC/DC变换器1工作时，VT1斩波PWM方式工作，电路模型如图3所示，VT1导通，U3上的电流经VT1、L2、光伏组件单元、二极管D1送入储能电池组，VT1关断时，电感L2电流经光伏组件单元、二极管D1、VT2内部二极管续流，在此过程当中光伏组件单元输出能量到储能电池组，电流I1的大小可以按照最大功率点跟踪方式进行。

VT3-VT6构成的双向DC/DC变换器驱动波形如图4所示，因U3＜Ubus/2，驱动占空比＜0.5。

驱动信号规则为：VT3与VT4驱动信号占空比相同，但相差180°，VT3与VT6驱动信号反相，VT4与VT5驱动信号反相。

双向DC/DC变换器2工作在BUCK模式，VT3与VT4以PMW控制方式工作，将直流母线能量传递到C3上，以保持U3的稳定。

t0-t1：当VT3开通时，电路模型如图5所示。直流母线电流经L1、VT3、C4、VT5内部二极管、L3、给电容C3充电。

t1-t2：当VT3关断时，电感L3电流经C3、VT6和VT7内部二极管续流。

t2-t3：当VT4开通时，电路模型如图5所示。电容C4电流经VT4、L3、C3电容、VT6内部二极管回到电容C4，电容C4放电。

t3-t4：当VT4关断时，电感L3电流经电容C3、VT6和VT7内部二极管续流。

电容C3充电时电感L3电流为脉动直流。

此外，术语“第一”、 “第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。