电力转换装置

本发明专利申请是国际申请号为PCT/JP2015/004981，国际申请日为2015年9月30日，进入中国国家阶段的申请号为201580052349.2，名称为“电力转换装置”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及一种电力转换装置。

背景技术

在电力转换装置中，通常采用一种用二极管电桥来构成的全波整流电路以作为交直流转换电路，上述交直流转换电路用于从交流电力得到成为向直交流转换电路的输入的直流电力。此外，为了向直交流转换电路供给脉动较小的直流，大多数情况下在交直流转换电路与直交流转换电路之间使用如电解电容器这样的大型平滑电容器。

在上述的交直流转换电路中，只有在输入电压的绝对值大于平滑电容器的电压的期间，用于整流的二极管才导通。因此，交直流转换电路的输入电流的波形会成为激变的波形，从而功率因数恶化，并且电流中包括高次谐波成分。

此外，在电力转换装置中使用输入电抗器，要满足电源功率因数、电源高次谐波就需要较大的电感，因此导致部件体积以及重量增大。

相对于此，在一些电力转换装置中，尝试了通过使输入至二极管电桥电路的交流升压来改善功率因数、减少高次谐波(例如参照专利文献1)。在专利文献1的例子中，设置有交流通过电抗器供给的二极管电桥电路，并且在该电抗器的各相输出与二极管电桥电路的负侧端子之间设置有功率因数改善电路。该功率因数改善电路具备在电抗器的能量的积存与释放之间进行切换的开关元件。在使用了这种升压电路的功率因数改善电路中，由于能够使电抗器的电感较小，因此能够使用小型电抗器。

此外，有时，通过在交直流转换电路与直交流转换电路之间的直流链路部设置容量较小的电容器来扩大二极管电桥电路的导通宽度，从而谋求改善功率因数(例如参照专利文献2)。

专利文献1：日本公开专利公报特开2007-274818号公报

专利文献2：日本公开专利公报特开2002-51589号公报

发明内容

－发明要解决的技术问题－

然而，在利用专利文献2的电力转换装置使电动机(motor)运转的情况下，在扩大了导通宽度的期间，需要通过向电动机供给电力而使该电动机产生转矩来消耗电力。在该情况下，在交流电源的电压的零交附近，由于电动机的感应电压与直交流转换电路的输入电压之间的关系，因而难以让电流在电动机中流动。因此，在这种情况下，通常通过所谓的弱磁通控制来驱动电动机。

但是，在弱磁通控制中，会使不对转矩的产生做出贡献的电流(负d轴电流)流动，从而电动机和直交流转换器的效率恶化。如果是比较小的小型电力转换装置，则电源电流和电源高次谐波电流较小，因此，为了满足高次谐波规则所需要的导通宽度较小也可以，从而因弱磁通控制而增加的电流也少，由此效率的恶化程度也较小。然而，如果电力转换装置的容量较大，则高次谐波电流也变大，要满足高次谐波规则，就需要进一步扩大导通宽度，从而因弱磁通控制而增加的电流也多，由此效率的恶化程度比较显著。此外，如果电动机电流因弱磁通控制而增加，则需要加大直交流转换部件的电流容量，这会导致成本增加。

本发明是鉴于所述问题而完成的。其目的在于：谋求在电力转换装置和电动机中改善效率。

－用以解决技术问题的技术方案－

为了解决上述的技术问题，第一方面的特征在于，具备：交直流转换电路11，其与交流电源30连接且具有升压斩波器15；电容器12a，其连接在上述交直流转换电路11的输出端子之间；多相直交流转换电路13，其将上述电容器12a的端子电压vdc转换成交流而向电动机20供给电力；以及升压斩波控制部16，其控制上述升压斩波器15的动作，上述电容器12a具有如下所述的容量，即：在使上述升压斩波器15的动作总是停止的情况下，该电容器12a的端子电压vdc以上述交流电源30的频率的2倍频率进行脉动，上述多相直交流转换电路13的输出电力与电源同步地变动。

在该构成方式下，电容器电压vdc得以升压，从而能够在不使弱磁通控制下的电流大幅度地增大的情况下输出电动机的转矩。此外，通过到交流电源的电压的零交附为止向电动机供给电力，从而交直流转换电路11的导通期间扩大。

此外，第二方面的特征在于，在第一方面的基础上，上述升压斩波控制部16使上述电容器12a的端子电压vdc的下限值上升至规定目标值以上。

在该构成方式下，通过使端子电压vdc(又称之为电容器电压vdc)的下限值上升至规定目标值以上，从而在处于电容器电压vdc的下限值的情况下也能够使弱磁通控制下的电流极小，从而能够效率良好地输出电动机20的转矩。

此外，第三方面的特征在于，在第一或第二方面的基础上，上述升压斩波控制部16将上述升压斩波器15控制为：使该升压斩波器15在上述交流电源30的电压vs的每半个周期内具有工作期间和暂停期间，并且，该升压斩波器15工作时的上述交流电源30的电压的绝对值的最小值小于暂停时的上述交流电源30的电压的绝对值的最大值。

在该构成方式下，只有在交流电源的电压的绝对值比较小的期间，开关元件15a才工作。

此外，第四方面的特征在于，在第二方面的基础上，在上述电动机20的感应电压上升的情况下，上述升压斩波控制部16使上述目标值上升。

在该构成方式下，电容器电压vdc的下限值根据感应电压而发生变化。因此，即使在交流电源30的电压vs的绝对值小于无负载感应电动势的情况下，也能够对电动机20供给规定的电力，并且能够在不是总是积极利用弱磁通控制的情况下驱动电动机20。

此外，第五方面的特征在于，在第一到第四中任一方面的基础上，上述升压斩波控制部16在上述交流电源30的电压vs小于规定值的期间内使该升压斩波器15工作。

在该构成方式下，设置有开关元件15a暂停工作的期间，从而损失会减少。

此外，第六方面的特征在于，在第一到第五中任一方面的基础上，如果在上述升压斩波器15工作的过程中被输入至该升压斩波器15的电流的时间积分超过规定阈值，则上述升压斩波控制部16使该升压斩波器15暂停。

在该构成方式下，设置有开关元件15a暂停工作的期间。

－发明的效果－

根据第一方面，由于在不会大幅度地增大弱磁通控制下的电流的情况下向电动机供给电力，因此能够谋求改善电力转换装置以及电动机的效率。

根据第二方面，由于在处于电容器电压vdc的下限值的情况下也能够效率良好地向电动机供给电力，因此能够谋求改善电力转换装置以及电动机的效率。

根据第三方面，在交流电源的电压的绝对值比较大的期间，减少由开关元件15a的切换引发的损失。

根据第四方面，由于电容器电压vdc的下限值根据感应电压而发生变化，因此能够更加大幅度地改善效率。

根据第五方面，能够减少由开关元件15a的切换引发的损失，并且能够减小开关元件15a的大小。

根据第六方面，能够减少由开关元件15a的切换引发的损失，并且能够更加可靠地减小开关元件15a的大小。

附图说明

图1是表示第一实施方式所涉及的电力转换装置的结构的框图。

图2示例性地表示电源电流is、电源电压vs、电容器电压vdc的波形。

图3示例性地表示第一实施方式所涉及的升压斩波器的切换状态。

图4示意性地表示暂停期间、导通截止工作期间以及电容器电压vdc的波形。

图5示例性地表示电源电流is的波形、电容器电压vdc的波形以及电容器电压的指令值vdc*。

图6表示将电力转换装置的损失与电动机的铜损合算而得的损失和指令值vdc*之间的关系。

图7表示交直流转换电路的损失比与导通截止工作期间之间的关系。

图8表示第一实施方式所涉及的电力转换装置的结构的变形例。

具体实施方式

下面，根据附图对本发明的实施方式进行说明。需要说明的是，下面的实施方式是本质上优选的示例而已，并没有对本发明、本发明的应用对象或本发明的用途加以限制的意图。

(发明的第一实施方式)

图1是表示本发明的第一实施方式所涉及的电力转换装置10的结构的框图。该电力转换装置10例如用于向驱动空调装置(省略图示)的压缩机的电动机等供给电力。

如图1所示，电力转换装置10具备具有升压斩波器15的交直流转换电路11、直流链路部12、直交流转换电路13、PWM控制部14以及升压斩波控制部16，电力转换装置10将从单相交流电源30供给过来的交流电力转换为规定频率的交流电力后，将该交流电力供向电动机20。电动机20例如能够采用所谓的IPM(Interior Permanent Magnet，内置式永磁体)电动机。

〈交直流转换电路〉

在本实施方式中，交直流转换电路11由全波整流电路11a和升压斩波器15构成。

全波整流电路11a经由后述的电抗器L与交流电源30连接，全波整流电路11a将来自交流电源30的交流整流为直流。在该例子中，全波整流电路11a是单相整流电路，全波整流电路11a是四个二极管D1～D4桥状地连接而构成的二极管电桥电路。利用这些二极管D1～D4，对交流电源30的交流电压进行全波整流，从而转换为直流电压。

升压斩波器15具备电抗器L、二极管D5、二极管D6以及开关元件15a。在升压斩波器15，通过由开关元件15a对电抗器L的能量的积存与释放之间进行切换，从而使后述的电容器电压vdc升压。

在该例子中，二极管D5的阳极连接在二极管D1与二极管D2的中点，二极管D5的阴极连接在开关元件15a的电流流入侧的被控制端子上。此外，二极管D6的阳极连接在二极管D3与二极管D4的中点，二极管D6的阴极连接在开关元件15a的电流流入侧的被控制端子上。

此外，开关元件15a的电流流出侧的被控制端子与全波整流电路11a负侧的直流母线连接。对开关元件15a的切换(switching)的控制是由升压斩波控制部16进行的。

〈直流链路部〉

直流链路部12具备电容器12a。电容器12a连接在交直流转换电路11的输出节点之间，在该电容器12a的两端生成的端子电压vdc(下面还称为电容器电压vdc)被施加在直交流转换电路13的输入节点上。

该电容器12a具有静电电容，该静电电容只能使在直交流转换电路13的开关元件(后述)进行切换动作之际生成的波纹电压(电压变动)平滑化。即，电容器12a是小容量电容器，其不具有使由交直流转换电路11整流过的电压平滑化那样的静电电容。

图2示例性地表示来自交流电源30的电流(下面称为电源电流is)、交流电源30的电压(下面称为电源电压vs)以及电容器电压vdc的波形。在图2，电容器电压vdc和电源电流is的波形是假设升压斩波器15不工作的情况(或者不存在的情况)下的波形。在该例子中，电容器12a具有如电容器电压vdc以上述交流电源的频率的2倍频率进行脉动那样的容量，在升压斩波器15不工作的情况下，电容器电压vdc以电源电压vs的2倍频率进行脉动。具体而言，电容器电压vdc具有其最大值Vmax为其最小值Vmin的2倍以上的较大的脉动波形。

〈直交流转换电路〉

直交流转换电路13的输入节点与电容器12a连接，脉动的电容器电压vdc被供向直交流转换电路13。直交流转换电路13是所谓的多相直交流转换电路，直交流转换电路13将直流链路部12的输出切换后转换成三相交流U、V、W以供给电动机20。

为了向电动机20输出三相交流U、V、W，本实施方式的直交流转换电路13具备六个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz。详细而言，直交流转换电路13具备将两个开关元件互相串联连接的三个开关桥臂，各个开关桥臂中的上臂开关元件Su、Sv、Sw与下臂开关元件Sx、Sy、Sz之间的中点连接在负载(这里为电动机20)上。此外，各个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz与回流二极管Du、Dv、Dw、Dx、Dy、Dz逆并联连接。

直交流转换电路13通过这些开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的导通截止(ON OFF)动作，将电容器电压vdc切换而转换为三相交流电压，然后将该三相交流电压供向电动机20。对该导通截止动作的控制是由PWM控制部14进行的。

需要说明的是，对于电容器容量较小的电力转换器而言，升压斩波器即使能够使电源电压vs升压，几乎也不会对改善电源电流is的波形的方面做出贡献。需要在多相直交流转换器中进行对电源电流is的波形的改善。例如，能够通过使多相直交流转换电路13的输出电力以与电源同步的方式变动，来实现改善交流电源的功率因数和电流波形。具体而言，利用如下所述的动作，例如，通过以电源的2倍频率使输出电力或者电动机转矩变动来扩大交直流转换器的导通宽度，以电源的整数倍频率使输出电力或者电动机转矩变动，由此更加高精度地抑制电源高次谐波等。

〈PWM控制部〉

PWM控制部14包括微型计算机(省略图示)和存储设备，在上述存储设备中存放了使上述微型计算机工作的程序，PWM控制部14控制直交流转换电路13的输出来控制电动机20的驱动。控制电动机20的驱动时，例如使用矢量控制。在该例子中，电动机20的旋转速度ω和旋转速度的指令值ω*被输入至PWM控制部14，在进行矢量控制之际，为了使电动机20的转矩同步于电源电压进行脉动，求出将各个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz导通的时间，生成驱动这些开关元件的门信号G1、G2、…、G6。

〈升压斩波控制部〉

升压斩波控制部16包括微型计算机(省略图示)和存储设备，在上述存储设备中存放了使上述微型计算机工作的程序。作为升压斩波控制部16的微型计算机，可以共用PWM控制部14的微型计算机，也可以单独地设置微型计算机。电源电压vs的信息等被输入至该升压斩波控制部16，基于该信息等生成驱动开关元件15a的信号(门信号S)。

〈电力转换装置的工作情况〉

在本实施方式中，通过由升压斩波控制部16对升压斩波器15的切换进行控制(切换的有无、以及占空比D的控制)，从而使电容器电压vdc升压以便向直交流转换电路13输入的输入电压(即电容器电压vdc)的下限值达到规定目标值以上，由此做到PWM控制部14尽可能地不对电动机20进行弱磁通控制也可以。在弱磁通控制下，需要用于减弱磁体磁通的电流，电容器电压vdc越低，所需要的电流就越大。于是，本实施方式的升压斩波控制部16检查电动机20的d轴电压vd、q轴电压vq(例如从PWM控制部14取得信息)，根据检查到的值，进行对升压斩波器15的切换控制。

此时，升压斩波控制部16将升压斩波器15控制为：升压斩波器15只在电源电压vs的每半个周期中的一部分期间工作，并且，升压斩波器15进行工作时的电容器电压vdc小于升压斩波器15暂停时的电容器电压vdc。即，在电源电压vs的一个周期中，存在升压斩波器15进行切换的工作期间和升压斩波器15不进行切换的暂停期间。

图3示例性地表示第一实施方式所涉及的升压斩波器15的切换状态。如图3所示，在该例子中，升压斩波控制部16在电容器电压vdc比较低的期间内使升压斩波器15工作(切换)。其结果是，在该例子中，升压斩波器15在电源电压vs零交的前后规定期间(即，该期间不包括零交)工作。然后，本实施方式的升压斩波控制部16求出在升压斩波器15进行工作时被输入至该升压斩波器15的电流的时间积分，如果该时间积分超过规定的阈值，就使升压斩波器15暂停切换。如上所述，通过对升压斩波器15的工作期间设定限制，从而能够减少升压斩波器15的切换损失，并且能够减小开关元件15a的大小(即开关元件15a的小型化)。

需要说明的是，在求出上述时间积分时，能够使用多种电流检测值。例如，能够使用所检测到的在升压斩波器15的开关元件15a流通的电流值或者用直交流转换电路13所具备的分流电阻检测到的电流值。总之，只要是与向升压斩波器15输入的输入电流相关的电流值即可，至于从电路上的何处进行检测则无关紧要。此外，也可以为：在求出上述时间积分时，并不是单纯地求出检测值的时间积分，而是考虑开关元件15a等的瞬态热阻，根据使成为对象的电流值通过低通滤波器后得到的值求出时间积分，然后比较所求得的值与上述阈值。

〈本实施方式的效果〉

如上所述，在本实施方式中，在相对于所需要的d轴电压vd、q轴电压vq来说电容器电压vdc不足够之前，由升压斩波器15进行对电容器电压vdc的升压。因此，在本实施方式中，进行所谓的弱磁通控制的频度减小，从而在电力转换装置中，能够在扩大导通宽度的同时，谋求改善电力转换装置以及电动机中的系统效率。

需要说明的是，优选：上述下限值的目标值根据电动机20的感应电压动态地变化。具体而言，在电动机20的感应电压上升了的情况下使上述目标值上升、若感应电压降低就使上述目标值减小即可。由此，能够期望进一步大幅度地改善系统效率。

(发明的第二实施方式)

在本发明的第二实施方式中，对升压斩波器15的其它控制例进行说明。在电源电压vs的各个周期内，本实施方式的升压斩波控制部16只在包括电源电压vs的零交在内的一部分期间(下面称为导通截止工作期间。参照图2)使开关元件15a进行切换，在除此之外的期间(下面称为暂停期间)使开关元件15a暂停切换。

这里，导通截止工作期间是指电源电压vs的绝对值小于电容器电压vdc的指令值vdc*的期间。这里，指令值vdc*只要在系统效率得到改善的范围内设定即可，作为一个例子，设定为比电动机20的感应电动势大的值。换言之，导通截止工作期间是指电源电压vs的绝对值小于规定的指令值vdc*的期间，其中，上述规定的指令值vdc*被设定为比电动机20的感应电动势高。

需要说明的是，关于导通截止工作期间而言，假设是在电源电压vs的绝对值的基础上考虑了电抗器的电压降之后得到的值小于规定的指令值vdc*的期间，从而能够使电容器电压以更佳的精度接近指令值。

此外，升压斩波控制部16利用下述式(1)来决定导通截止工作期间中的切换(导通截止的反复)的占空比D。

D＝1-{|vs|-L×(dis/dt)}/vdc*……式(1)

(0≤D≤1)

此外，升压斩波控制部16在求出占空比D后，利用下述式(2)决定门信号S的脉冲宽度。

ton＝D×Tc……式(2)

式(2)中的Tc为规定的切换周期。

通过按照上述方式计算ton后，升压斩波控制部16生成脉冲宽度为ton的门信号S，然后将该门信号S向开关元件15a输出。需要说明的是，决定占空比D的方法只不过是一个示例，除此之外，还能够利用多种方法来进行设定。总之，只要以电容器电压达到指令电压的方式进行对开关元件15a的导通截止的控制即可。

〈电力转换装置的工作情况〉

在电力转换装置10中，直交流转换电路13将交直流转换电路11所输出的直流转换为交流后供给电动机20。此时，直交流转换电路13在反馈控制下，以旋转速度ω与其指令值ω*之差减小的方式生成门信号G1、G2、…、G6后，将上述门信号G1、G2、…、G6向直交流转换电路13输出。在进行这种电力转换的期间，升压斩波控制部16控制升压斩波器15。

首先，升压斩波控制部16监视电源电压vs的信息，检测电源电压vs零交的时机。在以零交为中心的规定的期间，电源电压vs的绝对值小于电容器电压vdc的指令值vdc*。于是，升压斩波控制部16通过检测电源电压vs零交的时机，来决定导通截止工作期间的开始及结束的时机(即，还决定暂停期间)。需要说明的是，对于检测零交的方法并没有特别限定，能够采用多种方法进行检测。

-暂停期间-

图4示意性地表示暂停期间、导通截止工作期间以及电容器电压vdc等的波形。在暂停期间，升压斩波控制部16使开关元件15a暂停导通截止动作。由此，抑制由开关元件15a的切换引起的损失。

然而，对于在交直流转换电路与直交流转换电路之间具有如电解电容器那样的大型平滑电容器且脉动较小的直流被供向直交流转换电路的电力转换装置(下面称为现有电力转换装置)而言，用于整流的二极管只有在电源电压的绝对值大于平滑电容器的电压的期间才导通。因此，在现有电力转换装置中，电流的波形呈激变的波形，因而功率因数恶化，并且电流包括高次谐波成分。

相对于此，在电力转换装置10中，由于电容器电压vdc是脉动的，因此全波整流电路11a的各个二极管D1～D4的导通期间比现有电力转换装置长。如上所述，若用于整流的二极管D1～D4的导通期间变长，则能够改善功率因数，从而能够在暂停期间利用该效果。此外，电源电流is接近正弦波。即，对于电力转换装置10而言，在暂停期间中，电源电流is所包括的高次谐波成分减少。

-导通截止工作期间-

另一方面，在导通截止工作期间，升压斩波控制部16使升压斩波器15的开关元件15a进行导通截止动作。若开关元件15a进行切换，则在电抗器L中进行能量的积存和释放。此时，通过如上所述那样适当地设定门信号S的占空比D，从而能够使电源电流is的波形接近正弦波。由此，对于电力转换装置10而言，即使在导通截止工作期间，也能够实现改善功率因数和减小电源电流is所包括的高次谐波成分。

此外，在导通截止工作期间，电源电压vs的绝对值小于电容器电压vdc的指令值vdc*。因此，如果假设由全波整流电路11a对电源电压vs直接整流，则电容器电压vdc根据电源电压vs的脉动情况而进行脉动，从而可能会小于电动机20的感应电动势。

然而，在本实施方式中，由于升压斩波器15进行工作，因此电源电压被升压。由此，能够做到电容器电压vdc不低于其指令值vdc*。而且，如上所述，将指令值vdc*设定为比电动机20的感应电动势大的值。由此，即使电容器电压vdc发生脉动，也能够在不对连接在直交流转换电路13上的电动机20进行弱磁通控制的情况下，产生期望的转矩。

在该导通截止工作期间，由于开关元件15a进行切换，因而发生由此引发的损失，然而对于该期间而言，只在电源电压vs的一个周期中的一部分期间才发生损失。由此，从电力转换装置10的整个工作期间来看，损失会减少。

图5示例性地表示电源电流is的波形、电容器电压vdc的波形以及电容器电压vdc的指令值vdc*。如图5所示，在导通截止工作期间，电源电流is的导通期间扩大至零交。此外，在暂停期间，在使用小容量电容器作为直流链路部12的电容器12a所带来的效果下，电源电流is被控制成正弦波状。需要说明的是，若增大指令值vdc*，则升压斩波器15的工作范围(导通截止工作期间)变宽；若减小指令值vdc*，则升压斩波器15的工作范围(导通截止工作期间)变窄。

需要说明的是，通过将指令值vdc*设定为如下所述的值，从而能够进行将系统的损失减小到较小的运转，其中，在指令值vdc*被设定为上述值时，直交流转换电路13能够输出相当于电动机20的无负载感应电动势的电压。

图6表示将电力转换装置10的损失与电动机20的铜损相加而得的损失和指令值vdc*之间的关系。图6的纵轴表示将在指令值vdc*为0V的情况下的损失设为1时的比例(为了便于说明，称之为系统的损失比)。如图6所示，存在如下所述的指令值vdc*，在该指令值vdc*下，系统的损失比最小。这是由于存在增减方向相对于指令值vdc*的变化而言不同的多个损失因素之故。作为系统的损失比增加的因素，能够列举导通截止工作期间会伴随着指令值vdc*的增加而变长的情况。如果导通截止工作期间变长，则由升压斩波器15的动作引发的损失增大。此外，作为系统的损失比伴随着指令值vdc*的增加而减小的因素，有在使指令值vdc*降低的情况下进行的、电动机20的弱磁通控制。在弱磁通控制下，需要用于减弱磁体磁通的电流，电容器电压vdc越低，所需要的电流就越大。由此，伴随着指令值vdc*的增加，弱磁通控制中所需要的电动机20的电流减小，从而电动机20的铜损就会降低。通过将指令值vdc*设定为如下所述的值，从而能够将因弱磁通控制而急速地增大的电动机20的铜损降低到最小，进而能够使整个系统高效率地运转，其中，在指令值vdc*被设定为上述值时，直交流转换电路13能够输出相当于电动机20的无负载感应电动势的电压。

需要说明的是，能够让直交流转换电路13输出与电动机20的无负载感应电动势相当的电压的最小电容器电压vdc会根据调制方式而不相等。在不使用过调制的正弦波调制下，直交流转换器输出的线电压基本波有效值的最大值为直流部电压值的

图7表示交直流转换电路11的损失比与导通截止工作期间之间的关系。图7的横轴表示导通截止工作期间与电源电压vs的一个周期的比例。此外，交直流转换电路11的损失比是将在电源电压vs的一个周期的整个期间内由升压斩波器15进行了切换的情况下的损失设为1时的比例。该损失中包括的是二极管D5、二极管D6以及开关元件15a的、所谓的导通损失和切换损失。

如图7所示，在导通截止工作期间为10％、即在零交的前后5％的范围进行了切换的情况下，能够将损失降低至约一半。此外，即使将导通截止工作期间设为50％的情况下，也能够起到约降低40％的效果。若将导通截止工作期间设为50％以上，则损失几乎与导通截止工作期间的增加成正比地增大。

〈本实施方式的效果〉

如上所述，根据本实施方式，在电力转换装置10中能够改善功率因数和减小高次谐波，同时能够抑制损失增大。

(其它实施方式)

需要说明的是，在第一实施方式和第二实施方式中，在电源电压的绝对值大的期间，控制为使升压斩波器暂停，然而并不需要一定要使其暂停，升压斩波控制部16也可以控制为：在电源电压vs的每半个周期中，升压斩波器15具有工作期间和暂停期间，并且，在该升压斩波器15进行工作的工作期间的电源电压vs的绝对值的最小值小于暂停期间的电源电压vs的绝对值的最大值。

此外，也可以为：不设置暂停期间，升压斩波器15在整个期间内进行切换。总之，只要将电容器电压vdc的下限值上升至规定目标值以上即可得到规定的效果。

此外，在第一实施方式和第二实施方式中的控制方式还能够应用于如下所述的电力转换装置(参照图8)，该电力转换装置具有升压斩波器与全波整流电路的输出连接的交直流转换电路。总之，只要是具有升压功能的交直流转换电路即可得到规定的效果。

－产业实用性－

本发明作为电力转换装置非常有用。

－符号说明－

10 电力转换装置

11 交直流转换电路

12 直流链路部

12a 电容器

13 直交流转换电路(多相直交流转换电路)

15a 开关元件

16 升压斩波控制部

20 电动机

30 交流电源。