一种双频宽带高增益低噪声放大器

技术领域

本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种双频宽带高增益低噪声放大器。

背景技术

目前射频通信系统领域发展快速，对于低噪声放大器性能指标的要求也越来越严格，而低噪声放大器作为接收端的第一个有源电路，需要一个合适的直流偏置保证其晶体管的稳定工作。同时由于各种器件往小型化、低成本发展，因此对于低噪声放大器的设计而言，既要满足小型化、低成本的要求，还要满足性能保持在高水准的要求，比如高增益、低噪声、宽频带等。

低噪声放大器是通信链路中非常重要的模块，位于整个接收链路的最前端，直接对天线接收信号放大，对信号质量起着至关重要的作用。

然而发明人发现，在现有的技术中，一方面往往会选择牺牲噪声系数以及增益来获得宽带特性，恶化了噪声系数，同时也降低了增益，这将不利于每个频段实现最优的性能。尤其对增益和噪声系数要求较高的通信系统而言，牺牲噪声系数以及增益来获得宽带的现有技术将无法满足以上要求；另一方面传统的匹配电路结构都采用L型匹配网络，即双元件匹配网络，这种匹配网络的缺点就是窄带，不适用于宽带的通信系统，匹配的灵活性也较差。

发明内容

为了克服现有技术存在的缺陷与不足，本发明提供一种双频宽带高增益低噪声放大器，该双频宽带高增益低噪声放大器采用宽带匹配、增益补偿完成三级放大元件的级联，实现了双频宽带、高增益、低噪声系数的功能。

为了达到上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种双频宽带高增益低噪声放大器，包括第一放大电路模块、第二放大模块以及第三放大模块，所述第二放大模块分别与所述第一放大模块、第三放大模块连接；

所述第一放大模块设有第一直流偏置电路、第一输入匹配电路、第一级放大元件、第一输出匹配电路，所述第一级放大元件分别与第一直流偏置电路、第一输入匹配电路、第一输出匹配电路连接；

所述第二放大模块设有第二直流偏置电路、第二输入匹配电路、第二级放大元件、第二输出匹配电路，所述第二级放大元件分别与第二直流偏置电路、第二输入匹配电路、第二输出匹配电路连接；

所述第三放大模块设有第三直流偏置电路、第三输入匹配电路、第三级放大元件、第三输出匹配电路，所述第三级放大元件分别与第三直流偏置电路、第三输入匹配电路、第三输出匹配电路连接；

所述第一级放大元件用于放大元件输出的信号，使低频1200MHz-1300MHz增益高而高频增益低，所述第二级放大元件用于补偿高频段1500MHz-1700MHz的增益，所述第三级放大元件用于补偿频带内中间频段1300MHz-1500MHz增益凹陷的部分，输入信号RF

作为优选的技术方案，所述第一级放大元件、第二级放大元件以及第三级放大元件均采用结构相同的放大器芯片，各放大器芯片设有栅极引脚、第一源极引脚、漏极引脚、第二源极引脚。

作为优选的技术方案，所述第一级放大元件、第二级放大元件以及第三级放大元件均采用ATF-54143放大器芯片。

作为优选的技术方案，所述第一直流偏置电路采用无源偏置电路结构，第一直流偏置电路包括第一分压单元、第一电源单元，第一分压单元与第一电源单元连接；

所述第一电源单元包括第一电压源和第一电源滤波部件，第一电压源与第一电源滤波部件连接，第一电源滤波部件接地；

所述第二直流偏置电路包括第二分压单元、第二电源单元，第二分压单元与第二电源单元连接，第二电源单元包括第二电压源和第二电源滤波部件，第二电压源与第二电源滤波部件连接，第二电源滤波部件接地；

所述第三直流偏置电路包括第三分压单元、第三电源单元，第三分压单元与第三电源单元连接，第三电源单元包括第三电压源和第三电源滤波部件，第三电压源与第三电源滤波部件连接，第三电源滤波部件接地。

作为优选的技术方案，所述第一直流偏置电路还包括第一栅极保护元件，第一栅极保护元件与第一分压单元连接；

所述第二直流偏置电路还包括第二栅极保护元件，第二栅极保护元件与第二分压单元连接；

所述第三直流偏置电路还包括第三栅极保护元件，第三栅极保护元件与第三分压单元连接。

作为优选的技术方案，所述第一放大模块还包括第一负反馈部件、第二负反馈部件，第一负反馈部件、第二负反馈部件分别与第一放大元件连接，第一负反馈部件用于对第一级放大元件的源极进行负反馈，第二负反馈部件用于稳定第一级放大元件的栅极和漏级的电压；

所述第二放大模块还包括第三负反馈部件、第四负反馈部件，第三负反馈部件、第四负反馈部件分别与第二放大元件连接，第三负反馈部件用于对第二级放大元件的源极进行负反馈，第四负反馈部件用于稳定第二级放大元件的栅极和漏级的电压；

所述第三放大模块还包括第五负反馈部件、第六负反馈部件，第五负反馈部件、第六负反馈部件分别与第三放大元件连接，第五负反馈部件用于对第三级放大元件的源极进行负反馈，第六负反馈部件用于稳定第三级放大元件的栅极和漏级的电压。

作为优选的技术方案，所述第一放大模块还包括第一高频扼流单元、第二高频扼流单元，所述第一高频扼流单元与第一级放大元件的栅极连接，所述第一扼流单元具体设置在第一级放大元件的栅极与第一直流偏置电路、第一输入匹配电路的连接处，所述第二高频扼流单元与第一级放大元件的漏级连接，所述第二高频扼流单元具体设置在第一级放大元件的漏级与第一直流偏置电路、第一输出匹配电路的连接处，第一、第二高频扼流单元用于使直流偏置信号传输到高频信号通路上并阻隔晶体管的高频信号进入直流偏置信号的通路；

所述第二放大模块还包括第三高频扼流单元、第四高频扼流单元，所述第三高频扼流单元与第二级放大元件的栅极引脚连接，所述第三高频扼流单元具体设置在第二级放大元件的栅极引脚与第二直流偏置电路、第二输入匹配电路的连接处，所述第四高频扼流单元与第二级放大元件的漏极引脚连接，所述第四高频扼流单元具体设置在第二级放大元件漏极与第一直流偏置电路、第二输出匹配电路的连接处，所述第三高频扼流单元、第四高频扼流单元用于使直流偏置信号传输到高频信号通路上并阻隔晶体管的高频信号进入直流偏置信号的通路；

所述第三放大模块还包括第五高频扼流单元、第六高频扼流单元，所述第五高频扼流单元与第三级放大元件的栅极引脚连接，所述第五高频扼流单元具体设置在第三级放大元件的栅极引脚与第三直流偏置电路、第三输入匹配电路的连接处，所述第六高频扼流单元与第三级放大元件的漏极引脚连接，第六高频扼流单元具体设置在第三级放大元件漏极与第三直流偏置电路、第三输出匹配电路的连接处，第五高频扼流单元、第六高频扼流单元用于使直流偏置信号传输到高频信号通路上并阻隔晶体管的高频信号进入直流偏置信号的通路。

作为优选的技术方案，所述第一负反馈部件包括第一微带线TL1和第二微带线TL2，第一微带线TL1与第一级放大元件的第一源极引脚连接，第二微带线TL2与第一级放大元件的第二源极引脚连接，从而形成负反馈；

所述第二负反馈部件包括电阻R1和电阻R5，第一分压单元包括电阻R3、电阻R4，电阻R3、电阻R4、电阻R5依次连接；

所述第三负反馈部件包括第三微带线TL3和第四微带线TL4，第三微带线TL3与第二级放大元件的第一源极引脚连接，第四微带线TL4与第二级放大元件的第二源极引脚连接，从而形成负反馈；

所述第四负反馈部件包括电阻R6和电阻R10，第二分压单元包括电阻R8、电阻R9，电阻R8、电阻R9、电阻R10依次连接；

所述第五负反馈部件包括第五微带线TL5和第六微带线TL6，第五微带线TL5与第三级放大元件的第一源极引脚连接，第六微带线TL6与第三级放大元件的第二源极引脚连接，从而形成负反馈；

所述第六负反馈部件包括电阻R11和电阻R15，第三分压单元包括电阻R13、电阻R14，电阻R13、电阻R14、电阻R15依次连接；

所述第一高频扼流单元包括电容C4、电感L2，电感L2为扼流电感，电容C4接地，电感L2分别与第一级放大元件的栅极引脚、电容C4、电阻R1相连，电容C4接地，电容C4用于抑制高频信号串入直流电源；

所述第二高频扼流单元包括电容C7、电感L3，电感L3分别与第一级放大元件的漏极引脚、电感L4、电容C7连接，电容C7接地，电容C7用于抑制高频信号串入直流电源；

所述第三高频扼流单元包括电容C12、电感L7，电感L7为扼流电感，电容C12接地，电感L7分别与第二级放大元件的栅极引脚、电容C12、电阻R6相连，电容C12接地，电容C12用于抑制高频信号串入直流电源；

所述第四高频扼流单元包括电容C15、电感L8，电感L8分别与第二级放大元件的漏极引脚、电感L9、电容C15连接，电容C15接地，电容C15用于抑制高频信号串入直流电源；

所述第五高频扼流单元包括电容C20、电感L12，电容C20为扼流电感，电容C20接地，电感L12分别与第三级放大元件的栅极引脚、电容C20、电阻R11相连，电容C20接地，电容C20用于抑制高频信号串入直流电源；

所述第六高频扼流单元包括电容C23、电感L13，电感L13分别与第三级放大元件的漏极引脚、电感L14、电容C23连接，电容C23接地，电容C23用于抑制高频信号串入直流电源。

作为优选的技术方案，所述第一输入匹配电路采用Π型匹配网络结构，第一输出匹配电路采用T型匹配网络结构，所述第一输入匹配电路设有电感L1、电容C2、电容C3，通过电感L1、电容C2、电容C3依次连接构成第一Π型匹配网络，电容C2、电容C3还分别与第一级放大元件的栅极引脚连接，电感L1和电容C3分别接地；

所述第一Π型匹配网络用于匹配低频段的最小噪声系数；

所述第一输出匹配电路设有电感L4、电容C8、电感L5，通过电容C8分别与电感L4、电感L5连接构成第一T型匹配网络，电感L4还与第一级放大元件的漏极引脚连接，电容C8接地；

所述第一T型匹配网络用于匹配低频段输出阻抗的共轭；

所述第二输入匹配电路采用与第一输入匹配电路相同的网络结构，所述第二输出匹配电路采用与第一输出匹配电路相同的网络结构；

所述第二输入匹配电路采用Π型匹配网络结构，第二输出匹配电路采用T型匹配网络结构，第二输入匹配电路设有电感L6、电容C10、电容C11，通过电感L6、电容C10、电容C11依次连接构成第二Π型匹配网络，电容C10、电容C11还分别与第二级放大元件的栅极引脚连接，电感L6和电容C11分别接地；

所述第二输出匹配电路设有电感L9、电容C16、电感L10，通过电容C16分别与电感L9、电感L10连接构成第二T型匹配网络，电感L9还与第二级放大元件的漏极引脚连接，电容C16接地；

所述第三输入匹配电路采用Π型匹配网络结构，第三输出匹配电路采用T型匹配网络结构，第三输入匹配电路设有电感L11、电容C18、电容C19，通过电感L11、电容C18、电容C19依次连接构成第三Π型匹配网络，电感L11、电容C19还分别与第三级放大元件的栅极引脚连接，电感L11和电容C19分别接地；

所述第三输出匹配电路设有电感L14、电容C24、电感L15，通过电容C24分别与电感L14、电感L15连接构成第三T型匹配网络，电感L14还与第三级放大元件的漏极引脚连接，电容C24接地。

作为优选的技术方案，还包括隔直部件和耦合部件，所述隔直部件包括第一隔直电容、第二隔直电容，所述耦合部件包括第一耦合电容、第二耦合电容；

所述第一隔直电容用于隔离直流偏置信号和输入信号RF

所述第一隔直电容设置在第一放大电路模块的射频输入接口处并分别与第一输入匹配电路连接；

所述第二隔直电容与第三输出匹配电路连接；

所述第一耦合电容设置在第一放大电路模块与第二放大电路模块的连接处，具体地，第一耦合电容分别与第一输出匹配电路、第二输入匹配电路连接形成第一级间匹配区；

所述第二耦合电容设置在第二放大电路模块与第三放大电路模块的连接处，具体地，第二耦合电容分别与第二输出匹配电路、第三输入匹配电路连接形成第二级间匹配区。

本发明与现有技术相比，具有如下优点和有益效果：

(1)在本发明提出的双频宽带高增益低噪声放大器中，输入匹配电路采用Π型匹配网络，输出匹配电路采用T型匹配网络，即采用宽带匹配技术实现双频宽带，本发明采用宽带匹配、增益补偿技术完成三级放大元件的级联，实现了双频宽带、高增益、低噪声系数的功能，具有电路结构清晰、电路稳定、增益平坦度可控等优点，克服了传统的通信系统选择牺牲噪声系数以及增益来获得宽带特性所导致的低增益、高噪声系数的缺点。

附图说明

图1是本发明实施例1中的双频宽带高增益低噪声放大器的结构方框图；

图2(a)是本发明实施例1中双频宽带高增益低噪声放大器的第一放大模块与第二放大模块连接的电路原理示意图；

图2(b)是本发明实施例1中双频宽带高增益低噪声放大器的第二放大模块与第三放大模块连接的电路原理示意图；

图2(c)是本发明实施例1中双频宽带高增益低噪声放大器的第一放大模块的电路原理示意图；

图2(d)是本发明实施例1中双频宽带高增益低噪声放大器的第二放大模块的电路原理示意图；

图2(e)是本发明实施例1中双频宽带高增益低噪声放大器的第三放大模块的电路原理示意图；

图3是本发明实施例1中双频宽带高增益低噪声放大器中的直流偏置电路的电路示意图；

图4是本发明实施例1中的双频宽带高增益低噪声放大器的Π型输入匹配网络图；

图5是本发明实施例1中的双频宽带高增益低噪声放大器的T型输出匹配网络图；

图6(a)是本发明实施例1中的双频宽带高增益低噪声放大器在输入反射系数的仿真结果图；

图6(b)是本发明实施例1中双频宽带高增益低噪声放大器在增益的仿真结果图；

图6(c)是本发明实施例1中双频宽带高增益低噪声放大器在噪声系数的仿真结果图；

图6(d)是本发明实施例1中双频宽带高增益低噪声放大器在电路稳定性系数stabFact1的仿真结果图。

具体实施方式

在本公开的描述中，需要说明的是，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。同样，“一个”、“一”或者“该”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现在该词前面的元素或者物件涵盖出现在该词后面列举的元素或者物件及其等同，而不排除其他元素或者物件。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。

在本公开的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，否则术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解。例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本公开中的具体含义。此外，下面所描述的本公开不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例

实施例1

结合图1和图2所示，本发明提供了一种双频宽带高增益低噪声放大器，该放大器包括第一放大电路模块、第二放大模块以及第三放大模块，第二放大模块分别与第一放大模块、第三放大模块连接；

第一放大模块设有第一直流偏置电路、第一输入匹配电路、第一级放大元件、第一输出匹配电路，第一级放大元件分别与第一直流偏置电路、第一输入匹配电路、第一输出匹配电路连接；

第二放大模块设有第二直流偏置电路、第二输入匹配电路、第二级放大元件、第二输出匹配电路，第二级放大元件分别与第二直流偏置电路、第二输入匹配电路、第二输出匹配电路连接；

第三放大模块设有第三直流偏置电路、第三输入匹配电路、第三级放大元件、第三输出匹配电路，第三级放大元件分别与第三直流偏置电路、第三输入匹配电路、第三输出匹配电路连接。

在本实施例中，第一级放大元件用于放大元件输出的信号，使低频1200MHz-1300MHz增益高而高频增益低，第二级放大元件用于补偿高频段1500MHz-1700MHz的增益，输入信号RF

在本实施例中，第一级放大元件、第二级放大元件以及第三级放大元件均采用ATF-54143放大器芯片，该放大器芯片具有低噪声、高增益的特点。ATF-54143放大器芯片设有栅极引脚、第一源极引脚、漏极引脚、第二源极引脚，依次用序号1-4进行标识。第一级放大元件、第二级放大元件以及第三级放大元件具有相同的连接引脚，相应地，第一级放大元件、第二级放大元件和第三级放大元件均分别设有对应的栅极引脚、第一源极引脚、漏极引脚、第二源极引脚。

结合图2(a)和图2(c)所示，第一放大模块还包括第一负反馈部件、第二负反馈部件，第一负反馈部件、第二负反馈部件分别与第一放大元件连接。第一负反馈部件用于对第一级放大元件的源极进行负反馈，进而提高电路稳定性、避免电路产生振荡，第二负反馈部件用于稳定第一级放大元件的栅极和漏级的电压。具体地，第一负反馈部件包括第一微带线TL1和第二微带线TL2，第一微带线TL1与第一级放大元件的第一源极引脚连接，第二微带线TL2与第一级放大元件的第二源极引脚连接，从而形成负反馈来提高电路的稳定性。第二负反馈部件包括电阻R1和电阻R5，它们组成了一种负反馈机制，比如当电源电压随机升高时，R1和R5上的压降也增大，稳定了放大元件的漏级和栅极的电压，进而稳定了放大元件的静态工作点。

结合图2(a)和图2(d)所示，第二放大模块还包括第三负反馈部件、第四负反馈部件，第三负反馈部件用于对第二级放大元件的源极进行负反馈，进而提高电路稳定性、避免电路产生振荡，第四负反馈部件用于稳定第一级放大元件的栅极和漏级的电压。具体地，第三负反馈部件包括第三微带线TL3和第四微带线TL4，第三微带线TL3与第二级放大元件的第一源极引脚连接，第四微带线TL4与第二级放大元件的第二源极引脚连接，从而形成负反馈来提高电路的稳定性。第四负反馈部件包括电阻R6和电阻R10，它们组成了一种负反馈机制，比如当电源电压随机升高时，R6和R10上的压降也增大，稳定了放大元件的漏级和栅极的电压，进而稳定了放大元件的静态工作点。

结合图2(b)和图2(e)所示，第三放大模块还包括第五负反馈部件、第六负反馈部件，第五负反馈部件用于对第三级放大元件的源极进行负反馈，进而提高电路稳定性、避免电路产生振荡。具体地，第五负反馈部件包括第五微带线TL5和第六微带线TL6，第五微带线TL5与第三级放大元件的第一源极引脚连接，第六微带线TL6与第三级放大元件的第二源极引脚连接，从而形成负反馈来提高电路的稳定性。第六负反馈部件包括电阻R11和电阻R15，它们组成了一种负反馈机制，比如当电源电压随机升高时，R11和R15上的压降也增大，稳定了放大元件的漏级和栅极的电压，进而稳定了放大元件的静态工作点。

如图3所示，第一直流偏置电路采用无源偏置电路结构并利用单电源供电；第一直流偏置电路包括第一分压单元、第一电源单元，第一分压单元与第一电源单元连接。

第一电源单元包括第一电压源和第一电源滤波部件，第一电压源与第一电源滤波部件连接，第一电源滤波部件接地。第一电压源采用+5V直流电压电源，第一电源滤波部件包括电容C5、电容C6，电容C5、电容C6用于滤除电压源中的噪声。第一分压单元包括电阻R3、电阻R4，电阻R3、电阻R4、电阻R5依次连接，进而通过分压为第一级放大元件的栅极和漏极提供电压，从而使放大器工作在放大区。

实际应用时，第一直流偏置电路还包括第一栅极保护元件，在第一直流偏置电路中，第一栅极保护元件具体为电阻R2，电阻R3、电阻R4之间的分压点与电阻R2连接，电阻R2还分别与电容C5、电阻R1相连。

在本实施例中，第一放大模块还包括第一高频扼流单元、第二高频扼流单元，第一高频扼流单元与第一级放大元件的栅极连接，第一扼流单元具体设置在第一级放大元件的栅极与第一直流偏置电路、第一输入匹配电路的连接处。第二高频扼流单元与第一级放大元件的漏级连接，第二高频扼流单元具体设置在第一级放大元件的漏级与第一直流偏置电路、第一输出匹配电路的连接处。第一、第二高频扼流单元使直流偏置信号传输到高频信号通路上，而晶体管的高频信号无法进入直流偏置信号的通路。

在本实施例中，第一高频扼流单元包括电容C4、电感L2，电感L2为扼流电感，具有通直流隔交流的作用，电容C4接地并作为旁路电容。实际应用时，电感L2分别与第一级放大元件的栅极引脚、电容C4、电阻R1相连，使直流偏置信号传输到高频信号通路上，而放大器的高频信号无法进入直流偏置。电容C4接地并作为旁路电容，为高频信号提供低阻通路，有效抑制高频信号串入直流电源。第二高频扼流单元包括电容C7、电感L3，电感L3分别与第一级放大元件的漏极引脚、电感L4、电容C7连接，电容C7接地并作为旁路电容，具有与第一高频扼流单元相同的作用。

在本实施例中，第一输入匹配电路采用Π型匹配网络结构，第一输出匹配电路采用T型匹配网络结构。这两种匹配网络结构都属于宽带匹配技术，在匹配电路上具有很好的灵活性，能够获得一定的带宽，从而实现双频宽带。

如图4所示，第一输入匹配电路设有电感L1、电容C2、电容C3，通过电感L1、电容C2、电容C3依次连接构成第一Π型匹配网络，电容C2、电容C3还分别与第一级放大元件的栅极引脚连接，电感L1和电容C3分别接地。第一Π型匹配网络用于将低频段的最小噪声系数源阻抗匹配到50欧姆，从而获得最小噪声系数。

如图5所示，第一输出匹配电路设有电感L4、电容C8、电感L5，通过电容C8分别与电感L4、电感L5连接构成第一T型匹配网络，电感L4还与第一级放大元件的漏极引脚连接，电容C8接地，从而放大元件输出的信号。第一T型匹配网络用于将低频段输出阻抗的共轭匹配到50欧姆，为了获得最大增益。

在本实施例中，第二放大模块还包括第三高频扼流单元、第四高频扼流单元，第三高频扼流单元与第二级放大元件的栅极引脚连接，第三高频扼流单元具体设置在第二级放大元件的栅极引脚与第二直流偏置电路、第二输入匹配电路的连接处。第四高频扼流单元与第二级放大元件的漏极引脚连接，第四高频扼流单元具体设置在第二级放大元件漏极与第一直流偏置电路、第二输出匹配电路的连接处。第三高频扼流单元、第四高频扼流单元使直流偏置信号传输到高频信号通路上，而晶体管的高频信号无法进入直流偏置信号的通路。

在本实施例中，第三高频扼流单元包括电容C12、电感L7，电感L7为扼流电感，具有通直流隔交流的作用，电容C12接地并作为旁路电容。实际应用时，电感L7分别与第二级放大元件的栅极引脚、电容C12、电阻R6相连，使直流偏置信号传输到高频信号通路上，而放大器的高频信号无法进入直流偏置。电容C12接地并作为旁路电容，为高频信号提供低阻通路，有效抑制高频信号串入直流电源。第四高频扼流单元包括电容C15、电感L8，电感L8分别与第二级放大元件的漏极引脚、电感L9、电容C15连接，电容C15接地并作为旁路电容，具有与第三高频扼流单元相同的作用。

在本实施例中，第三放大模块还包括第五高频扼流单元、第六高频扼流单元，第五高频扼流单元与第三级放大元件的栅极引脚连接，第五高频扼流单元具体设置在第三级放大元件的栅极引脚与第三直流偏置电路、第三输入匹配电路的连接处。第六高频扼流单元与第三级放大元件的漏极引脚连接，第六高频扼流单元具体设置在第三级放大元件漏极与第三直流偏置电路、第三输出匹配电路的连接处。第五高频扼流单元、第六高频扼流单元使直流偏置信号传输到高频信号通路上，而晶体管的高频信号无法进入直流偏置信号的通路。

在本实施例中，第五高频扼流单元包括电容C20、电感L12，电容C20为扼流电感，具有通直流隔交流的作用，电容C20接地并作为旁路电容。实际应用时，电感L12分别与第三级放大元件的栅极引脚、电容C20、电阻R11相连，使直流偏置信号传输到高频信号通路上，而放大器的高频信号无法进入直流偏置。电容C20接地并作为旁路电容，为高频信号提供低阻通路，有效抑制高频信号串入直流电源。第六高频扼流单元包括电容C23、电感L13，电感L13分别与第三级放大元件的漏极引脚、电感L14、电容C23连接，电容C23接地并作为旁路电容，具有与第五高频扼流单元相同的作用。

在本实施例中，双频宽带高增益低噪声放大器还包括隔直部件和耦合部件，隔直部件包括第一隔直电容、第二隔直电容，分别对应电容C1、电容C25；耦合部件包括第一耦合电容、第二耦合电容，分别对应电容C9、电容C17。

其中第一隔直电容用于隔离直流偏置信号和输入信号RF

实际应用时，第一隔直电容设置在第一放大电路模块的射频输入接口处并分别与第一输入匹配电路连接，第二隔直电容与第三输出匹配电路连接。具体地，电容C1分别与电容C2、电感L1连接，电容C25与电感L15连接。

结合图2(a)所示，第一耦合电容设置在第一放大电路模块与第二放大电路模块的连接处，具体地，第一耦合电容分别与第一输出匹配电路、第二输入匹配电路连接形成第一级间匹配区，即电容C9分别与电感L5、电感L6、电容C10连接。第一输出匹配电路把该级输出阻抗的共轭匹配到50欧姆，第二输入匹配电路把高频段最大增益源阻抗匹配到50欧姆。

结合图2(b)所示，第二耦合电容设置在第二放大电路模块与第三放大电路模块的连接处，具体地，第二耦合电容分别与第二输出匹配电路、第三输入匹配电路连接形成第二级间匹配区，即电容C17分别与电感L10、电感L11、电容C18连接。第二输出匹配电路把该级输出阻抗的共轭匹配到50欧姆，第三输入匹配电路把中频段最大增益源阻抗匹配到50欧姆。

对于第一级间匹配区和第二级间匹配区，前级电路的输出变换到50欧姆，后级电路的输入变换到50欧姆，利用50欧姆的微带线可以将第一输出匹配电路与第二输入匹配电路连接起来，以及将第二输出匹配电路与第三输入匹配电路连接起来，进而实现多级放大元件的级间匹配。

在本实施例中，第二输入匹配电路采用与第一输入匹配电路相同的网络结构，第二输出匹配电路采用与第一输出匹配电路相同的网络结构。

相应地，第二输入匹配电路采用Π型匹配网络结构，第二输出匹配电路采用T型匹配网络结构。第二输入匹配电路设有电感L6、电容C10、电容C11，通过电感L6、电容C10、电容C11依次连接构成第二Π型匹配网络，电容C10、电容C11还分别与第二级放大元件的栅极引脚连接，电感L6和电容C11分别接地，从而为第二级放大元件对高频段的增益进行补偿，通过补偿高频段的增益，为第二输入匹配电路做高频段的最大增益匹配。

第二输出匹配电路设有电感L9、电容C16、电感L10，通过电容C16分别与电感L9、电感L10连接构成第二T型匹配网络，电感L9还与第二级放大元件的漏极引脚连接，电容C16接地，从而达到最大增益。第二T型匹配网络用于将高频段输出阻抗的共轭匹配到50欧姆。

相应地，第三输入匹配电路采用Π型匹配网络结构，第三输出匹配电路采用T型匹配网络结构。实际应用时，第三输入匹配电路设有电感L11、电容C18、电容C19，通过电感L11、电容C18、电容C19依次连接构成第三Π型匹配网络，电感L11、电容C19还分别与第三级放大元件的栅极引脚连接，电感L11和电容C19分别接地，从而补偿中间频段的增益输入匹配做中间频段的最大增益匹配。第三输出匹配电路设有电感L14、电容C24、电感L15，通过电容C24分别与电感L14、电感L15连接构成第三T型匹配网络，电感L14还与第三级放大元件的漏极引脚连接，电容C24接地，以达到最大增益。第三T型匹配网络用于将中频段输出阻抗的共轭匹配到50欧姆。

在本实施例中，第一输入匹配电路、第一输出匹配电路、第二输入匹配电路、第二输出匹配电路、第三输入匹配电路、第三输出匹配电路的匹配阻抗相同，本领域技术人员可根据实际情况调整内部元器件的参数进而改变具体阻抗数值大小。

实际应用时，第二直流偏置电路、第三直流偏置电路分别与第一直流偏置电路具有相同的电路结构。

相应地，第二直流偏置电路包括第二分压单元、第二电源单元，第二分压单元与第二电源单元连接。第二电源单元包括第二电压源和第二电源滤波部件，第二电压源与第二电源滤波部件连接，第二电源滤波部件接地。第二电压源采用+5V直流电压电源，第二电源滤波部件包括电容C13、电容C14，电容C13、电容C14用于滤除电压源中的噪声。第二分压单元包括电阻R8、电阻R9，电阻R8、电阻R9、电阻R10依次连接，进而通过分压为第二级放大元件的栅极和漏极提供电压，从而使放大器工作在放大区。

实际应用时，第二直流偏置电路还包括第二栅极保护元件，在第二直流偏置电路中，第二栅极保护元件具体为电阻R7，电阻R7连接至电阻R8、R9之间的分压点，电阻R7还与电容C13、电阻R6相连。

相应地有，第三直流偏置电路包括第三分压单元、第三电源单元，第三分压单元与第三电源单元连接。第三电源单元包括第三电压源和第三电源滤波部件，第三电压源与第三电源滤波部件连接，第三电源滤波部件接地。第三电压源采用+5V直流电压电源，第三电源滤波部件包括电容C21、电容C22，电容C21、电容C22用于滤除电压源中的噪声。第三分压单元包括电阻R13、电阻R14，电阻R13、电阻R14、电阻R15依次连接，进而通过分压为第三级放大元件的栅极和漏极提供电压，从而使放大器工作在放大区。

实际应用时，第三直流偏置电路还包括第三栅极保护元件，在第三直流偏置电路中，第三栅极保护元件具体为电阻R12，电阻R12连接至电阻R13、R14之间的分压点，电阻R12还与电容C21、电阻R11相连。

在本实施例中，第一直流偏置电路、第二直流偏置电路、第三直流偏置电路的结构简单，均用于抑制静态工作点受温度影响的偏移，从而为对应的放大元件提供一个合适的静态工作点，使其工作在线性放大区，进而提高电路的稳定性。

为了保证后面通信系统信号的质量，噪声系数应达到最小，本实施例对多级放大器的噪声原理进行说明：对于一个多级低噪声放大器，以一个n级放大器为例，每级的增益值为G

需要说明的是，本领域技术人员应当可以从上述n级放大器的总噪声系数公式中得出，对于一个多级放大器，其噪声系数主要取决于第一级放大元件，故在设计第一级放大元件时，在增益满足要求的前提下，使噪声系数达到最小，

具体地，在第一放大模块中，将第一输入匹配电路的输入阻抗为具有最小噪声系数时的阻抗，使噪声系数达到最小，第一输出匹配电路将输出阻抗的共轭匹配到50欧姆，从而对第一级放大元件的增益进行补偿。

在第二放大模块和第三放大模块中，第二级放大元件用来补偿高频段的增益，在该高频段，为了获得最大增益，将第二输入匹配电路的输入阻抗为具有最大增益时的阻抗，将第二输出匹配电路的输出阻抗的共轭匹配到50欧姆；第三级放大元件用来补偿中频段的增益，在该中频段，为了获得最大增益，输入阻抗为具有最大增益时的阻抗，将第三输出匹配电路的输出阻抗的共轭匹配到50欧姆。

通过上述方式，结合图6(a)-(d)分析可知，该双频宽带高增益低噪声放大器在输入反射系数S11、增益S21、噪声系数nf(2)、电路稳定性系数stabFact1仿真效果较好，该双频宽带高增益低噪声放大器通过三个放大元件进行级联，具有双频宽带、高增益、低噪声系数、高工作效率等特点。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。