保护电路与电子设备

技术领域

本申请涉及电源技术领域，尤其涉及一种保护功率开关的保护方法、保护电路以及电子设备。

背景技术

IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)是控制电路中常见的一种电子器件，通用应用于电源电路、功率电路中。随着电子设备对电源电路、功率电路精度与安全性的需求，那么对IGBT器件/芯片的性能和安全要求越来越高。

但是，IGBT在工作过程中，由于内部信号错误、外部干扰或者其他电路模组异常等原因，会造成IGBT短路或者过压，进而导致IGBT内的电流会急剧增加，此时需要关断IGBT的栅极电压，以避免IGBT被烧坏，进一步造成整体停机运行。

发明内容

鉴于前述问题，本申请提供了一种安全性较佳的功率开关保护电路与保护方法，还提供一种具有前述功率开关与保护电路的电子设备。

本申请第一方面提供一种用于保护功率开关的保护电路，具体包括饱和电压检测电路、温控调整电路、缓冲电路和驱动电路。所述饱和电压检测电路连接所述功率开关的功率输入端，并用于采集所述功率输入端的第一电压。所述缓冲电路连接所述饱和电压检测电路，用于在所述第一电压大于第一阈值电压时在预设时间将所述第一电压转换为第一转换电压。所述温控调整电路连接所述缓冲电路，用于在温度升高时减小所述预设时间。所述驱动电路连接所述缓冲电路，并在所述第一转换电压大于第二阈值电压时输出第一截止电压至所述功率开关以控制所述功率开关截止。

当功率开关的功率输入端电压较大并大于对应的退饱和保护阈值电压且所处温度较高时，能够及时快速控制功率开关截止以防止过热而被损坏，也即是针对功率开关的保护反应时间能够随着温度进行即时调整，从而有效提高了功率开关的安全性。

其中一实施例中，所述饱和电压检测电路包括第一电阻与第一二极管，所述第一电阻与所述第一二极管串联于恒压电源端与所述功率输入端之间。当所述第一电压小于第一阈值电压时，所述第一二极管正向导通，所述恒压电源端输出的电源电压与所述第一电压配合为所述缓冲电路提供预充电压。当所述第一电压大于第一阈值电压时，所述第一二极管截止，所述恒压电源端输出的电源电压通过所述温控调整电路传输至所述缓冲电路，以在预设时间将所述第一电压转换为所述第一转换电压。所述温控调整电路包括具有负温度系数的热敏电阻，所述热敏电阻连接于所述恒压电源端与所述缓冲电路，所述热敏电阻在温度升高时电阻值降低，当所述第一电压大于第一阈值电压且温度升高时，增加所述电源电压提供至所述缓冲电路的电压并增加第一转换电压的升高速度，以降低所述预设时间。

其中一实施例中，所述电压检测电路包括第二电阻与第四电阻，所述第二电阻连接于第一节点与所述功率输入端，所述第四电阻连接于所述第一节点与接地端，以将所述功率输入端接收的电压转换为第一电压并通过所述第一节点传输至所述缓冲电路。所述温控调整电路包括具有负温度系数的热敏电阻，所述热敏电阻分别连接于所述第一节点与所述缓冲电路，所述热敏电阻在温度升高时电阻值降低，当所述第一电压大于第一阈值电压且温度升高时，增加所述第一电压提供至所述缓冲电路的电压并增加第一转换电压的升高速度，从而可以对应降低所述预设时间。

其中一实施例中，所述缓冲电路包括消隐电容，所述消隐电容连接所述温控调整电路与接地端之间，当所述第一电压小于第一阈值电压时，所述第一电压为所述消隐电容提供预充电压，当所述第一电压大于第一阈值电压时，所述消隐电容充电至所述第一转换电压。

其中一实施例中，所述保护电路还包括与所述驱动电路连接的比较电路，所述比较电路连接所述消隐电容并接收所述第一转换电压，以及将所述第一转换电压与所述第二阈值电压进行比较，当所述第一转换电压大于所述第二阈值电压时输出比较信号至所述驱动电路；所述驱动电路依据所述比较信号输出所述第一截止电压。通过比较电路与驱动电路的配合，能够及时根据功率输入端加载输入的电压控制功率开关截止，有效防止功率开关被损坏。

其中一实施例中，所述功率开关为绝缘栅双极型晶体管或者金属氧化物半导体场效应管，所述功率开关为绝缘栅双极型晶体管的集电极作为所述功率输入端，或所述金属氧化物半导体场效应管的源极或者漏极为所述功率输入端。

本申请第二方面提供一种电子设备，包括前述的保护电路与电源电路，所述电源电路连接于所述功率输入端，所述电源电路用于为所述功率开关提供电源信号。由于功率开关能够在输入加载的电压过大时及时执行关断保护，从而防止电子整备整机被损坏，有效提高了电子设备的整机安全性。

其中一实施例中，所述电子设备可为交流电机、变频器、开关电源、照明设备或者功率转换器。

本申请第二方面提供保护方法，用于保护功率开关，包括步骤：

采集所述功率开关的功率输入端的第一电压；

当所述第一电压大于第一阈值电压时在预设时间将所述第一电压转换为第一转换电压；

在温度升高时减小所述预设时间；

在所述第一转换电压大于第二阈值电压时输出第一截止电压至所述功率开关以控制所述功率开关截止。

当功率开关的功率输入端电压较大并大于对应的退饱和保护阈值电压且所处温度较高时，能够及时快速控制功率开关截止以防止过热而被损坏，也即是针对功率开关的保护反应时间能够随着温度进行即时调整，从而有效提高了功率开关的安全性。

其中一实施例中，设置饱和电压检测电路连接所述功率开关的功率输入端，以采集功率开关自所述功率输入的第一电压。通过连接所述饱和电压检测电路的缓冲电路在所述第一电压大于第一阈值电压时在预设时间内转换所述第一电压为所述第一转换电压；通过连接所述缓冲电路的温控调整电路在温度升高时减小所述预设时间；通过连接所述缓冲电路的驱动电路在所述第一转换电压时输出所述第一截止电压。所述饱和电压检测电路包括第一电阻与第一二极管，所述第一电阻与所述第一二极管串联于恒压电源端与所述功率输入端之间。当所述第一电压小于第一阈值电压时，所述第一二极管正向导通，所述恒压电源端输出的电源电压与所述第一电压配合为所述缓冲电路提供预充电压；当所述第一电压大于第一阈值电压时，所述第一二极管截止，所述恒压电源端输出的电源电压通过所述温控调整电路传输至所述缓冲电路，以在预设时间将所述第一电压转换为所述第一转换电压。所述温控调整电路包括具有负温度系数的热敏电阻，所述热敏电阻连接于所述恒压电源端与所述缓冲电路，所述热敏电阻在温度升高时电阻值降低，当所述第一电压大于第一阈值电压且温度升高时，增加所述电源电压提供至所述缓冲电路的电压并增加第一转换电压的升高速度，以降低所述预设时间。

其中一实施例中，所述电压检测电路包括第二电阻与第四电阻，所述第二电阻连接于第一节点与所述功率输入端，所述第四电阻连接于所述第一节点与接地端，以将所述功率输入端接收的电压转换为第一电压并通过所述第一节点传输至所述缓冲电路。所述温控调整电路包括具有负温度系数的热敏电阻，所述热敏电阻连接于所述第一节点与所述缓冲电路，所述热敏电阻在温度升高时电阻值降低，当所述第一电压大于第一阈值电压且温度升高时，增加所述第一电压提供至所述缓冲电路的电压并增加第一转换电压的升高速度，以降低所述预设时间。

其中一实施例中，所述缓冲电路包括消隐电容，所述消隐电容连接所述温控调整电路与接地端之间，当所述第一电压小于第一阈值电压时，所述第一电压为所述消隐电容提供预充电压，当所述第一电压大于第一阈值电压时，所述消隐电容充电至所述第一转换电压。

其中一实施例中，通过连接所述消隐电容的比较电路接收所述第一转换电压，所述比较电路将所述第一转换电压与所述第二阈值电压进行比较，当所述第一转换电压大于所述第二阈值电压时输出比较信号至驱动电路，从而对应控制所述驱动电路依据所述比较信号输出所述第一截止电压。

其中一实施例中，所述功率开关为绝缘栅双极型晶体管或者金属氧化物半导体场效应管，所述功率开关为绝缘栅双极型晶体管的集电极作为所述功率输入端，或所述金属氧化物半导体场效应管的源极或者漏极为所述功率输入端。

附图说明

图1为本申请一实施例中变频器的电路框图；

图2为图1所示逆变单元的电路原理示意图；

图3为如图2所示逆变单元中任一IGBT管的电路结构示意图；

图4为本申请第一实施例中图3所示IGBT管的保护电路的电路原理框图；

图5为如图4所示保护电路的具体电路结构示意图；

图6为如图5所示保护电路工作时的步骤流程示意图；

图7为如图5所示IGBT管处于正常工作时保护电路工作过程示意图；

图8为如图5所示IGBT管处于退饱和状态时保护电路工作过程示意图；

图9为本申请第二实施例中如图4所示保护电路10的具体电路结构示意图；

图10为本申请第三实施例中如图4所示保护电路的具体电路结构示意图；

图11为如图10所示保护电路工作过程示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施例来说明本申请的具体技术方案。

请参阅图1，图1为本申请一实施例中变频器的电路框图，变频器100用于为负载提供驱动用的电源，以驱动负载正常工作。本实施例中，负载可为电机。

具体地，变频器100包括逆变单元110与控制单元120。其中，逆变单元110为全桥式逆变单元。控制单元120与逆变单元110连接，用于控制逆变单元110的工作状态，具体地，用于控制逆变单元110对输入直流电源Vin(图2)进行逆变转换为交流电源，并且控输出的交流电源的电压、电流的大小和频率。其中，直流电源Vin由作为直流电源电路提供，全桥式的逆变单元110可以是三相全桥逆变单元，也可以是单相全桥逆变单元。本实施例中以三相全桥逆变单元(UVW)进行说明。

需要说明的是，本申请实施例所记载的电路单元或者电子元件之间的连接均为电性连接，也即是电路单元或者电子元件能够通过连接进行电流、电压的传输。

请参阅图2，图2为图1所示逆变单元110的电路原理示意图。如图2所示，逆变单元110包括含有六个功率开关的驱动电路(未标示)，所述六个功率半导体开关构成三相(UVW)桥式转换电路。其中，本实施例中功率半导体开关管可为绝缘栅双极型晶体管(InsulatedGate Bipolar Transistor,IGBT管)，在本申请其他实施例中，功率开关也可为金氧半场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET，MOS管)。

本实施例中，以功率半导体开关为N型的IGBT管为例进行说明。可以理解，MOS管的工作原理、连接方式与IGBT管类似，本实施例不再赘述。

具体地，六个IGBT管分别表示为第一IGBT管VT1、第二IGBT管VT2、第三IGBT管VT3、第四IGBT管VT4、第五IGBT管VT5和第六IGBT管VT6。

第一IGBT管VT1、第三IGBT管VT3和第五IGBT管VT5分别为U相的上桥臂IGBT管、V相的上桥臂IGBT管和W相的上桥臂IGBT管。

第二IGBT管VT2、第四IGBT管VT4和第六IGBT管VT6分别为U相的下桥臂IGBT管、V相的下桥臂IGBT管和W相的下桥臂IGBT管。

其中，IGBT管VT1～VT6的栅极均与控制单元120连接。第一IGBT管VT1的集电极、第三IGBT管VT3的集电极和第五IGBT管VT5的集电极均与母线(未标示)正极V+连接，第一IGBT管VT1的发射极与VT2的集电极连接，第三IGBT管VT3的发射极与第四IGBT管VT4的集电极连接，第五IGBT管VT5的发射极与第六IGBT管VT6的集电极连接，第二IGBT管VT2的发射极、第四IGBT管VT4的发射极和第六IGBT管VT6的发射极均与母线负极V-连接；第一IGBT管VT1的发射极与第二IGBT管VT2的集电极连接的节点、第三IGBT管VT3的发射极与第四IGBT管VT4的集电极连接的节点、第五IGBT管VT5的发射极与第六IGBT管VT6的集电极连接的节点分别作为三相逆变器的三个输出节点(未标示)，均连接于负载(未标示)。

控制单元120输出对应的控制驱动信号至IGBT管VT1～VT6的栅极，以控制IGBT管VT1～VT6的导通与截止状态。通过对控制驱动信号占空比和频率的调整，即可调整IGBT管VT1～VT6导通与截止的时间，进而调整逆变单元110输出的三相交流电源的电压与电流大小。本实施例中，第一IGBT管VT1、第二IGBT管VT2、第三IGBT管VT3、第四IGBT管VT4、第五IGBT管VT5和第六IGBT管VT6中各个IGBT管可单独制作成集成电路(IGBT芯片)形式。

请参阅图3，其为如图2所示逆变单元110中任一IGBT管的电路结构示意图，如图3所示IGBT管20中包括从三个半导体基底的掺杂区引出相应的发射极(E)21、集电极(C)22和栅极(G)23。

其中，IGBT管20的发射极21与集电极22两端之间具有第一电压Vce，栅极23与发射极21两端具有第二电压Vge。当第二电压Vge大于阈值电压Vth时，IGBT管20导通，则IGBT管20中自集电极22向发射极21形成集电极电流Ic。也即是IGBT管20自集电极22接收工作用的集电极电流Ic，换言之集电极22作为IGBT管20的功率输入端，并且功率输入端接收的电压与电流构成的电源信号为其他电源电路提供。

IGBT管20在工作过程中和可以处于截止区、饱和区和放大区。

当第二电压Vge小于阈值电压Vth时，IGBT管20关断截止，也即是IGBT管20处于截止区，此时IGBT管20内无电流流动。

当第二电压Vge大于阈值电压Vth，IGBT管20导通，集电极22有集电极电流Ic流过，且发射极21与集电极22之间的电压随着集电极电流Ic的上升而线性上升，此时IGBT管20处于饱和区。

当集电极22的电流Ic增大到临界点后不再增大，而发射极21与集电极22间电压迅速增大，此时IGBT管20工作在放大区。

当IGBT管20自饱和区退出而工作在放大区时，集电极电流Ic停止增大，若此时第一电压Vce继续增大，并大于退饱和保护阈值电压Vdesa，那么IGBT管20则处于退饱和状态。此时若不及时关断IGBT管，也即是若IGBT管20中栅极23与发射极21两端的第二电压Vge仍然大于阈值电压Vth，IGBT管20则会因为电流较大会产生较大热量，从而过热造成永久性损坏。

若此时IGBT管20所处的环境温度越高，IGBT管20允许的最大耗散功率越小，也即是IGBT管20能够承受的处于退饱和保护阈值电压Vdesa的时间越短，则此时需要更加快速的保护，在高温下存在保护的响应过长，IGBT无法及时关断导致管子失效的问题。

故本申请提供一种保护电路，以在IGBT管20自饱和区退出而工作在放大区，且第一电压Vce继续增大并大于退饱和保护阈值电压Vdesa，同时所处环境温度较高时，可及时快速控制IGBT管20关断截止以防止IGBT管20过热而被损坏。

需要说明的是，虽然图1-图3均以IGBT管20作为功率开关应用到变频器为例进行说明，但是明显可知，IGBT管20作为功率开关还可以应用到交流电机、开关电源、照明设备或者功率转换器等电子设备中。

请参阅图4，其为本申请第一实施例中图3所示IGBT管20的保护电路的电路原理框图。

保护电路10连接于IGBT管20，用于在IGBT管20处于退饱和状态且第一电压Vce继续增大到大于退饱和保护阈值电压Vdesa时，及时、快速控制IGBT管20处于截止状态，以防止IGBT管20过热而被损坏。

保护电路10包括饱和电压检测电路11、温控调整电路12、缓冲电路13、驱动电路14以及比较电路15。

饱和电压检测电路11连接于IGBT管20的集电极22，也即是连接于IGBT管20的功率输入端，用于检测IGBT管20的集电极22的电压。本实施例中，由于IGBT管20的发射极21连接接地端GND，由此，饱和电压检测电路11也相当于检测IGBT管20的发射极21与集电极22之间的第一电压Vce，以便于判断IGBT管20中的第一电压Vce是否大于退饱和保护阈值电压Vdesa对应的第一阈值电压Vf1。

在本申请其他实施例中，IGBT管20的发射极21还可以连接参考电压端(图未示)，仅需保证栅极23与发射极21之间的电压差与阈值电压Vth的关系，即可相应驱动IGBT管20导通或者截止。

缓冲电路13连接饱和电压检测电路11，用于在第一电压Vce大于第一阈值电压Vf1时在预设时间将第一电压Vce转换为第一转换电压Vs1。

温控调整电路12连接缓冲电路，用于温度升高时减小所述预设时间。本实施例中，所述温度可以为IGBT管20所处的环境温度与温控调整电路12本身元器件的温度。

比较电路15连接缓冲电路13，用于比较第一转换电压Vs1与第二阈值电压Vf2，并且输出对应的比较结果。具体地，当第一转换电压Vs1大于第二阈值电压Vf2时，输出具有第一电位的比较信号，当第一转换电压Vs1小于第二阈值电压Vf2输出具有第二电位的比较信号。本实施例中，第一电位为高电平，第二电位为低电平。对应于IGBT管20为P型时，第一电位为低电平，第二电位为高电平。可以理解，第二阈值电压Vf2也是与退饱和保护阈值电压Vdesa对应设置的一个参考电压。

驱动电路14连接比较电路15与IGBT管20的栅极23与发射极21，并在接收到代表第一转换电压Vs1大于第二阈值电压Vf2的比较信号时，输出第一截止电压至IGBT管20的栅极23，第一截止电压控制IGBT管截止。

更为具体地，请参阅图5，其为如图4所示保护电路10的具体电路结构示意图。如图5所示，饱和电压检测电路11包括第一电阻R1与第一二极管D1。第一电阻R1与第一二极管D1串联连接，并同位于温控调整电路12和IGBT管20的集电极22之间，其中，更为具体地，第一电阻R1与第一二极管D1串联于第一节点N1与IGBT管20的集电极22之间，第一二极管D1的阳极连接于第一电阻R1，第一二极管D1的阴极连接于集电极22，其中，第一节点N1连接温控调整电路12与缓冲电路13，并且第一节点N1通过温控调整电路12接收恒压电源端VDD提供的电源电压Vcc。

温控调整电路12包括负温度系数的热敏电阻Rw，热敏电阻Rw连接于恒压电源端VDD与缓冲电路13，更为具体地，热敏电阻Rw连接于恒压电源端VDD与第一节点N1之间。本实施例中，热敏电阻Rw为具有负温度系数Negative Temperature Coefficient(NTC)的电阻。具体地，当第一电压Vce大于第一阈值电压Vf1且温度升高时，增加恒压电源端VDD输出的电源电压Vcc提供至缓冲电路13的电压并增加第一转换电压Vs1的升高速度，从而降低预设时间。

其中，具有负温度系数的热敏电阻Rw为具有温度敏感性的半导体电阻,其电阻值随着温度的升高而降低。具有负温度系数的热敏电阻Rw的材质包括锰、锰、钴、镍和铜等具有半导体性质的金属氧化物。当温度较低时，金属氧化物材料的载流子(电子和空穴)数目减少，使得热敏电阻Rw的电阻值较高；随着温度的升高，载流子数目增加，热敏电阻Rw的电阻值降低。

缓冲电路13包括消隐电容C1，其中，消隐电容C1连接于热敏电阻Rw与接地端GND之间，更为具体地，消隐电容C1连接于第一节点N1与接地端GND之间。消隐电容C1连接于温控调整电路12与接地端GND之间，当第一电压Vce小于第一阈值电压Vf1时，第一电压Vce为消隐电容C1提供部分预充电压，当第一电压Vce大于第一阈值电压Vf1时，消隐电容C1直接被电源电压Vcc通过热敏电阻Rw充电至第一转换电压Vs1。

比较电路15连接消隐电容C1并接收所述第一转换电压Vs1，以及将第一转换电压Vs1与第二阈值电压Vf2进行比较，当所述第一转换电压Vs1大于第二阈值电压Vf2时输出对应的比较信号至驱动电路14。

驱动电路14依据比较信号输出第一截止电压。具体地，第一截止电压小于阈值电压Vth，驱动电路14连接于IGBT管20的栅极23与发射极21之间，当驱动电路14为IGBT管20的栅极23与发射极21提供了小于阈值电压Vth的第一截止电压时，IGBT管20即刻处于截止状态。

请参阅图6，其为如图5所示保护电路工作时的步骤流程示意图。现结合图5、图6具体说明保护电路的工作原理和过程。

步骤S100，采集功率开关功率输入端的第二电压Vce。

具体地，请参阅图7，当IGBT管20处于正常工作时，通过饱和电压检测电路11采集IGBT管20中集电极22与发射极21之间的第二电压Vce。其中图7为如图5所示IGBT管20处于正常工作时保护电路10工作过程示意图。

具体地，如图7所示，当IGBT管20饱和导通时，沿着虚线所示，对于恒压电源端VDD通过热敏电阻Rw、第一电阻R1、第一二极管D1以及IGBT管20的导电通路中，由于此时第一电压Vce小于第一阈值电压Vf1，检测电路11中第一二极管D1正向导通，恒压电源端VDD提供的电源电压Vcc与第一电压Vce配合为消隐电容C1提供预充电压。其中，饱和电压检测电路11输出至消隐电容C1的电压可以表示为：Vc1＝(Vcc-Vce-Vd1)*R1/(R1+Rw)。此时，饱和电压检测电路11输出至消隐电容C1的电压Vc1为恒压电源端VDD配合IGBT管20的集电极22的电压为消隐电容C1提供的预充电压。

其中，Vc1表征消隐电容C1加载的电压，也即是缓冲电路13输出的第一转换电压Vs1，Vcc表征恒压电源端VDD自外部接收并传输至温控调整电路12的电源电压，Vce表征IGBT管20中集电极22与发射极21之间的第一电压，Vd1表征第一二极管D1加载的电压，R1表征第一电阻R1的电阻值，Rw表征热敏电阻Rw的电阻值。

步骤S200，当第二电压Vce大于第一阈值电压Vf1时在预设时间将第一电压Vce转换为第一转换电压Vs1。

当IGBT管20发生退饱和现象时，如图8所示，第二电压Vce电压升高而大于预设电压时，第一二极管D1由于阴极电压大于阳极电压而反向截止，恒压电源端VDD与IGBT管20的导电通路断开，由此，沿着图中虚线所示，恒压电源端VDD直接通过热敏电阻Rw、消隐电容C1与接地端GND构成导电通路，恒流源电压端Vcc直接为消隐电容C1充电，消隐电容C1电压逐渐升高，也即是第一转换电压Vs1逐渐升高直到大于第二阈值电压Vf2，也即是触发退饱和阈值电压Vdesat。其中，Vc1自(Vcc-Vce-Vd1)*R1/(R1+Rw)转换变化为第二阈值电压Vf2时，此时消隐电容C1充电达到大于第二阈值电压Vf2，其需要的响应时间t＝Rw*C1。其中，其中图8为如图5所示IGBT管20处于退饱和状态时保护电路10工作过程示意图。

可见，当热敏电阻Rw的电阻值越小，响应时间t也越小，由此，当IGBT管20所处的环境温度较高时热敏电阻Rw的电阻值降低，能够更快速的识别到集电极22与发射极21之间的第二电压Vce的状态。

步骤S300，当第一转换电压Vs1大于第二阈值电压Vf2时输出第一截止电压至IGBT管20的栅极23与发射极21之间，以控制IGBT管20截止。

当IGBT管20所处的环境温度较高时热敏电阻Rw的电阻值降低，由于能够更快速的识别到集电极22与发射极21之间的第二电压Vce的状态大于退饱和阈值电压Vdesat，从而对应更快速的控制IGBT管20截止，防止IGBT管20的功率输入端电压持续增加导致过热被损坏。

请参阅图9，其为本申请第二实施例中如图4所示保护电路10的具体电路结构示意图。如图9所示，本实施例中保护电路10的具体电路结构与图5所示保护电路的电路结构和工作原理基本相同，区别仅在于温控调整电路12中热敏电阻Rw的连接位置。

具体地，如图9所示，温控调整电路12包括负温度系数的热敏电阻Rw，热敏电阻Rw连接于第一节点N1与缓冲电路13的消隐电容C1之间，同时，恒压电源端VDD直接通过第一节点N1连接于第一电阻R1。

请参阅图10，其为本申请第三实施例中如图4所示保护电路10的具体电路结构示意图。

如图10所示，饱和电压检测电路11包括第二电阻R2、第三电阻R3与第四电阻R4。

第二电阻R2、第三电阻R3与第四电阻R4串联于接地端GND与IGBT管20的发射极21之间。

温控调整电路12包括负温度系数的热敏电阻Rw，热敏电阻Rw连接于第一节点N1与缓冲电路13之间。本实施例中，第一节点N1为第三电阻R3与第四电阻R4之间任意一节点。另外，热敏电阻Rw为具有负温度系数的电阻。其中，具有负温度系数的热敏电阻Rw为具有温度敏感性的半导体电阻，其电阻值随着温度的升高而降低。

缓冲电路13包括消隐电容C1，其中，消隐电容C1连接于热敏电阻Rw与接地端GND之间。

比较电路15连接消隐电容C1并接收所述第一转换电压Vs1，以及将第一转换电压Vs1与第二阈值电压Vf2进行比较，当所述第一转换电压Vs1大于所述第二阈值电压Vf2时输出第一控制信号至所述驱动电路14。

驱动电路14依据第一控制信号输出第一截止电压。具体地，驱动电路14连接于IGBT管20的栅极23与集电极22之间，用于输出驱动电压控制IGBT管20导通或者截止。

需要说明的是，在本申请其他实施例中，饱和电压检测电路11中包括的电阻数量可以依据实际需求进行调节，并不受图10所示实施例的限制。例如，饱和电压检测电路11中包括的电阻数量可以为两个，四个等。其中，饱和电压检测电路11中包括的电阻数量为两个时，两个电阻可以为第二电阻R2与第四电阻R4或者第三电阻R3与第四电阻R4，也即是第二电阻R2与第三电阻R3可以合并为一个电阻。

现结合图6、图10具体说明保护电路10的工作原理和过程。

步骤S100，采集功率开关功率输入端的第二电压Vce。

具体地，请参阅图11，当IGBT管20处于正常工作时，通过饱和电压检测电路11采集IGBT管20中集电极22与发射极21之间的第二电压Vce。其中图11为如图10所示保护电路10工作过程示意图。

具体地，如图11所示，当IGBT管20饱和导通时，沿着虚线所示，作为功率输入端的集电极22通过第二电阻R2、第三电阻R3与第四电阻R4以及接地端GND构成导电通路，在该导电通路中，第二电阻R2、第三电阻R3和第四电阻R4串联于接地端GND与集电极22之间，第一节点N1的电压即为第四电阻R4所分取的电压，检测电路11输出对应的第二电压Vce即为第一节点N1的电压(Vn1)，可以表示为：Vn1＝Vce*R4/(R2+R3+R4)。其中，Vn1表征检测电路11输出对应的第二电压Vce的第一转换电压Vs1，R2～R4分别表征第二电阻R2、第三电阻R3与第四电阻R4的电阻值。

步骤S200，在第二电压Vce大于第一阈值电压Vf1时在预设时间将第一电压Vce转换为第一转换电压Vs1。

当IGBT管20发生退饱和现象时，第二电压Vce电压升高，第一转换电压Vs1直接通过热敏电阻Rw、消隐电容C1与接地端GND构成导电通路中，第一转换电压Vs1直接为消隐电容C1充电，消隐电容C1电压逐渐升高，也即是第一转换电压Vs1逐渐升高直到大于退饱和阈值电压Vdesat，也即是触发退饱和阈值电压Vdesat，其中，Vc1自Vce*R3/(R1+R2+R3)转换变化为第二阈值电压Vf2时，此时第二阈值电压即为退饱和阈值电压Vdesat，其需要的响应时间t＝Rw*C1。

可见，当热敏电阻Rw的电阻值越小，响应时间t也越小，由此，当IGBT管20所处的环境温度较高时热敏电阻Rw的电阻值降低，能够更快速的识别到集电极22与发射极21之间的第二电压Vce的状态。

步骤S300，当第一转换电压Vs1大于第二阈值电压Vf2时输出第一截止电压至IGBT管20的栅极23与发射极21之间，以控制IGBT管20截止。

当IGBT管20所处的环境温度较高时热敏电阻Rw的电阻值降低，由于能够更快速的识别到集电极22与发射极21之间的第二电压Vce的状态大于退饱和阈值电压Vdesat，从而对应更快速的控制IGBT管20截止，防止IGBT管20的功率输入端电压持续增加导致过热被损坏。

在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。

所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统，装置和模块的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。

以上对本申请所提供的技术方案进行了详细介绍，本申请中应用了具体个例对本申请的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本申请的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本申请的限制。