一种双向有源混频器、射频收发电路及通信设备

技术领域

本申请涉及无线信号收发技术领域，尤其涉及一种双向有源混频器、射频收发电路及通信设备。

背景技术

随着5G新频谱(NR，New Radio)频段的使用，为了进一步提高数据的传输速率，广泛使用双极化的相控阵列。相控阵列的电路中需要使用大量的射频收发通路。射频收发通路包括射频开关、功率放大器(PA，Power Amplifier)、低噪声放大器(LNA、Low PowerAmplifier)、混频器、移相器等。并且，射频收发通路分开独立设计，占用较大的电路面积。发射通路包括开关、PA、匹配网络和上变频电路；接收通路包括开关、LNA、匹配网络和下变频电路。

为了减小电路面积，射频收发通路中，PA、LNA与开关共用匹配网络，但是混频器采用上变频电路和下变频电路分开设计，仍然占用较大面积。为了进一步减小电路面积，将收发的混频电路共用，采用无源混频架构，但是无源混频器存在较大的插损，增加电路的直流功耗。

发明内容

为了解决以上技术问题，本申请提供一种双向有源混频器、射频收发电路及通信设备，能够共用在射频收发通路中，从而减小电路面积，并且不增加电路的功耗。

第一方面，本申请提供了一种双向有源混频器，包括：控制电路、中频电路、混频开关电路、可调电流源电路和匹配网络；中频电路的第一端和第二端分别连接射频发射端和射频接收端；混频开关电路的第一端和第二端分别连接射频接收端和匹配网络的第一端；匹配网络的第二端连接可调电流源电路的第一端；匹配网络的第三端连接射频输入输出端口；控制电路，用于在双向有源混频器接收射频信号时，控制中频电路作为中频负载；控制可调电流源电路作为混频开关电路的尾电流源；控制电路，还用于在双向有源混频器发射射频信号时，控制中频电路作为射频信号到达混频开关电路的通路；控制可调电流源电路为混频开关电路注入电流。

其中，中频电路和可调电流源电路可以在信号发射和接收两种状态进行切换，控制电路在双向有源混频器工作在接收和发射两种不同状态时，切换中频电路和可控电流源电路的工作状态，而且可调电流源电路的存在可以保证双向混频器为有源混频器，从而可以改善无源混频器插损较大的问题，从而没有插损带来的功耗。并且，混频开关电路和匹配网络均为接收和发射双向工作中的公共器件，不需要设置双份。因此，本申请实施例提供的双向有源混频器可以共用在信号接收和信号发射两种状态，节省电路面积，而且不会增加功耗。

中频电路至少包括开关和阻抗，开关是为了切换工作状态，阻抗是为了，在射频信号接收时，作为中频负载，将电流信号转为电压信号，不具体限定开关的数量，也不限定阻抗的数量，例如阻抗可以为纯电阻。一种可能的实现方式，中频电路包括：选通电路和电阻；中频电路的第一端通过选通电路连接中频电路的第二端；中频电路的第二端通过串联的选通电路和电阻接地；控制电路，在双向有源混频器发射射频信号时，控制选通电路动作将中频电路的第一端和第二端导通；在双向有源混频器接收射频信号时，控制选通电路动作将中频电路的第二端通过电阻接地。

一种可能的实现方式，选通电路包括：第一PMOS管、第二PMOS管、第一NMOS管；电阻包括第一电阻和第二电阻；第一PMOS管的第一端连接电源，第一PMOS管的第二端通过第一电阻连接中频电路的第二端；第二PMOS管的第一端通过第二电阻接地，第二PMOS管的第二端连接中频电路的第二端；第一NMOS管的第一端和第二端分别连接中频电路的第一端和第二端；第一NMOS管的栅极连接第二PMOS管的栅极；第一PMOS管的栅极和第二PMOS管的栅极均连接控制电路。第一电阻和第二电阻的阻值可以相同，也可以不同。当接收射频信号时，中频电路作为负载；当发射射频信号时，中频电路作为电流源。

一种可能的实现方式，可调电流源电路包括：第三NMOS管、第四NMOS管、第三PMOS管和第二NMOS管；第三NMOS管的第一端连接可调电流源电路的第一端，第三NMOS管的第二端接地；第四NMOS管的第一端连接第三NMOS管的栅极和第二NMOS管的第一端，第四NMOS管的第二端接地；第二NMOS管的第二端连接偏置电压源；第二NMOS管的栅极连接第三PMOS管的栅极，第三PMOS管的第一端和第二端分别连接可调电流源电路的第一端和电源；第四NMOS管的栅极和第三PMOS管的栅极均连接控制电路。

其中，控制电路还用于调节偏置电压源的大小来调节可调电流源的电流大小，具体地，调节第三NMOS管的电流，从而调节双向有源混频器的增益大小。在接收模式下，控制电路通过调整偏置电压源，将可调电流源电路设置为混频开关电路的尾电流源。在发射模式下，控制电路将可调电流源电路设置为可注入电流源模式，进而调整本振的泄露。

控制电路采用级联式的反相器主要是为了保证控制电路输出的第一输出信号和第二输出信号的准确性。

一种可能的实现方式，控制电路包括：MOS管形成的两级串联的反相器：第一反相器和第二反相器；第一反相器的输入端接收控制信号，第一反相器的输出信号作为第二反相器的输入信号，第一反相器的第一输出信号和第二反相器的第二输出信号均作为控制信号输入中频电路和可调电流源电路，第一输出信号和第二输出信号的电平相反。

一种可能的实现方式，第一反相器包括：第四PMOS管和第五NMOS管；第二反相器包括：第五PMOS管和第六NMOS管；第四PMOS管的第一端接电源，第五NMOS管的第一端接地，第四PMOS管的第二端连接第五NMOS管的第二端；第四PMOS管的栅极连接第五NMOS管的栅极并连接控制信号；第四PMOS管的第二端输出第一输出信号；第五PMOS管的栅极和第六NMOS管的栅极均连接第四PMOS管的第二端，第五PMOS管的第一端接电源，第五PMOS管的第二端连接第六NMOS管的第二端，第六NMOS管的第一端接地；第五PMOS管的第二端输出第二输出信号。

控制电路可以由其他可以实现逻辑电平转换的电路来实现，本申请实施例也不具体限定反相器级联的数量，只要可以实现发射和接收两种工作模式的切换即可。

一种可能的实现方式，控制电路包括：MOS管和电阻形成的两级串联的反相器：第一反相器和第二反相器；第一反相器的输入端接收控制信号，第一反相器的输出信号作为第二反相器的输入信号，第一反相器的输出信号和第二反相器的输出信号均作为控制信号输入中频电路和可调电流源电路。

一种可能的实现方式，匹配网络为差分匹配网络，不具体限定匹配网络的具体内部结构，匹配网络只要可以实现单端信号转换为差分信号即可，

一种可能的实现方式，混频开关电路包括单平衡混频开关电路或双平衡开关电路。

本申请实施例还提供一种射频收发电路，包括以上介绍的双向有源混频器，还包括：双向放大器、驱动放大器和本振；双向有源混频器的射频发射端连接基带，双向有源混频器的射频接收端通过驱动放大器连接本振；双向有源混频器的射频输入输出端口通过双向放大器连接天线。

由于本申请提供的射频收发电路包括双向有源混频器，该双向有源混频器可以应用在发射通路，又可以应用在接收通路，因此，节省了发射和接收通路的电路器件，减小电路的面积和体积，降低成本。另外，本申请实施例提供的双向有源混频器由于是有源混频器，不具有无源混频器的插损带来的损耗，更节省功耗。尤其该射频收发电路应用于轻薄化的通信设备时，本申请提供的射频收发电路的效果更显著。

一种可能的实现方式，双向有源混频器为双向有源正交混频器。可以根据混频器的类型来设置混频开关电路，例如在射频通信中，为了提高频谱的利用率，通常采用正交混频的方案，即正交调制中频信号，中频信号采用正交相位形式进行传输，例如分别为0度、90度、-90度和180度。

本申请实施例还提供一种通信设备，包括：以上介绍的射频收发电路，还包括：天线；射频收发电路通过天线收发无线信号。

本申请至少具有以下优点：

本申请提供的双向有源混频器包括：控制电路、中频电路、混频开关电路、可调电流源电路和匹配网络；中频电路的第一端和第二端分别连接射频发射端和射频接收端；混频开关电路的第一端和第二端分别连接射频接收端和匹配网络的第一端；匹配网络的第二端连接可调电流源电路的第一端；匹配网络的第三端连接射频输入输出端口。

本申请提供的双向有源混频器，包括适合接收和发射双向工作的中频电路和可调电流源电路，控制电路在双向有源混频器工作在接收和发射两种不同状态时，切换中频电路和可控电流源电路的工作状态，而且可调电流源电路的存在可以保证双向混频器为有源混频器，从而可以改善无源混频器插损较大的问题，从而没有插损带来的功耗。并且，混频开关电路和匹配网络均为接收和发射双向工作中的公共器件，不需要设置双份。因此，本申请实施例提供的双向有源混频器可以共用在信号接收和信号发射两种状态，节省电路面积，而且不会增加功耗。

附图说明

图1为一种射频开关电路的示意图；

图2为一种射频开关电路的拓扑图；

图3为图2对应的等效电路图；

图4为本申请实施例提供的一种射频开关电路的示意图；

图5为本申请实施例提供的一种中频电路的示意图；

图6为本申请实施例提供的一种控制电路的示意图；

图7为本申请实施例提供的一种可调电流源电路的示意图；

图8为本申请实施例提供的一种匹配网络的示意图；

图9为本申请实施例提供的一种正交的混频开关电路的示意图；

图10为本申请实施例提供的一种双向有源正交混频器的示意图；

图11为本申请实施例提供的双向有源混频器在发射模式的转换增益示意图；

图12为本申请实施例提供的双向有源混频器在发射模式的线性度示意图；

图13为本申请实施例提供的发射模式时的隔离度示意图；

图14为本申请实施例提供的射频收发电路在接收模式的噪声系数示意图；

图15为本申请实施例提供的接收模式时的线性度示意图；

图16为本申请实施例提供的接收模式时的转换增益示意图；

图17为本申请实施例提供的一种通信设备的示意图。

具体实施方式

为了使本领域技术人员更好地理解本申请实施例提供的技术方案，下面先介绍射频收发电路的应用场景，其中射频收发电路包括双向有源混频器，目前的混频器一般为单向混频器，或无源双向混频器。

本申请实施例中以射频收发电路应用于通信设备进行无线信号的发射和接收为例，例如通信设备可以为手机等移动终端设备，也可以为具有无线信号收发功能的其他设备。

传统的射频收发电路将发射通路和接收通路分开独立设置，例如通过天线接收无线信号，天线接收到无线信号以后通过LNA、匹配网络对无线信号进行预处理，处理后的信号与本振混频后传输给基带。同理，在发射无线信号时，混频器将射频信号与本振混频后，通过匹配网络发送给PA，PA对射频信号进行放大后，经过天线发射射频信号。

由于发射通路和接收通路分开独立设置，占电路面积较大，而且无源混频器的插损较大，功耗较高。因此，本申请实施例为了降低电路面积，降低插损，提供一种双向有源混频器。

参见图1，该图为一种发射通路和接收通路的混频器独立设置的示意图。

从图1可以看出，射频收发电路尽管共用双向放大器P，但是仍然包括两个混频器，发射通路的混频器M1和接收同理的混频器M2是两个独立的混频器，而且两个混频器各自具有匹配的匹配网络MN和驱动放大器DA，占用面积较大。图1中的B1表示射频接收通路的基带，B2表示射频发射通路的基带，LO表示本振。

参见图2，该图为本申请实施例提供的一种射频收发电路的示意图。

从图2可以看出，本申请实施例提供的射频收发电路1000包括双向有源混频器Mix，射频发射通路和射频接收通路共用一个双向有源混频器Mix。

当接收无线信号时，天线Ant接收的信号通过双向放大器P和第一匹配网络MN1到达双向有源混频器Mix，双向有源混频器Mix与本振LO混频后传输给基带端口BB。

当发射无线信号时，本振LO经过驱动放大器DA和第二匹配网络MN2与基带端口BB发出的信号经过双向有源混频器Mix混频，混频后的信号经过第一匹配网络MN1到达双向放大器P，双向放大器P将信号放大后通过天线Ant发射。

由此可见，本申请实施例提供的双向有源混频器Mix可以既工作在接收通路，又工作在发射通路，从而节省了电路面积。并且本申请实施例提供的双向有源混频器Mix为有源混频器，并不是无源混频器，因此不会带来插损较大的问题，不会因为插损带来额外的功耗。

为了使本领域技术人员更好地理解本申请实施例提供的双向有源混频器，下面结合附图对双向有源混频器进行详细介绍。

参见图3，该图为本申请实施例提供的一种双向有源混频器的示意图。

本申请实施例提供的双向有源混频器，包括：控制电路10、中频电路20、混频开关电路30、可调电流源电路40和匹配网络50；

其中，中频电路20和可调电流源电路40可以在控制电路10的控制下，实现接收信号和发射信号时的工作状态发生改变，即控制电路10发送控制信号给中频电路20和可调电流源电路40，切换中频电路20和可调电流源电路40在发射信号和接收信号时的工作状态。

中频电路20的第一端和第二端分别连接射频发射端和射频接收端；中频电路20至少包括开关和电阻，在双向有源混频器接收射频信号和发射射频信号时，中频电路20可以分别作为负载和信号源，两种状态可以切换。

混频开关电路30的第一端和第二端分别连接射频接收端和匹配网络50的第一端；

匹配网络50的第二端连接可调电流源电路40的第一端；

匹配网络50的第三端连接射频输入输出端口；

控制电路10，用于在双向有源混频器接收射频信号时，控制中频电路20作为中频负载，中频电路20作为中频负载主要是将中频电流转换为中频电压；控制可调电流源电路40作为混频开关电路30的尾电流源；其中匹配网络50和混频开关电路30不需要控制电路10控制，射频信号通过匹配网络40接收，并进入混频开关电路30。

控制电路10，还用于在双向有源混频器发射射频信号时，控制中频电路20作为射频信号到达混频开关电路30的通路，即将中频电路20中的接收部分断开，仅作为通路，中频电压直接通过中频电路20与本振混频后输出射频信号，射频信号进入混频开关电路30；控制可调电流源电路40为混频开关电路30注入电流。

应该理解，控制电路10可以改变可控电流源电路40注入电流的大小，注入的电流不同，则对应的阻抗不同，进而可以降低本振的泄露。

本申请实施例提供的双向有源混频器，包括适合接收和发射双向工作的中频电路和可调电流源电路，控制电路在双向有源混频器工作在接收和发射两种不同状态时，切换中频电路和可控电流源电路的工作状态，而且可调电流源电路的存在可以保证双向混频器为有源混频器，从而可以改善无源混频器插损较大的问题，从而没有插损带来的功耗。并且，混频开关电路和匹配网络均为接收和发射双向工作中的公共器件，不需要设置双份。因此，本申请实施例提供的双向有源混频器可以共用在信号接收和信号发射两种状态，节省电路面积，而且不会增加功耗，尤其应用于射频收发电路中，可以将收发通路合二为一，整体降低射频收发电路的面积，使整个射频收发电路的尺寸和体积缩小，从而可以应用于轻薄化的通信设备中。

下面结合附图详细介绍本申请实施例提供的双向有源混频器中各个部分的具体实现。

参见图4，该图为本申请实施例提供的一种双向有源混频器的内部电路图。

图4为双向有源混频器内部各个器件连接在一起的示意图，下面结合图5先介绍一种中频电路的实现方式。

参见图5，该图为本申请实施例提供的一种中频电路的示意图。

本实施例提供的中频电路包括：选通电路和电阻；

中频电路的第一端通过选通电路连接中频电路的第二端；

中频电路的第二端通过串联的选通电路和电阻接地；

控制电路，在双向有源混频器发射射频信号时，控制选通电路动作将中频电路的第一端和第二端导通；在双向有源混频器接收射频信号时，控制选通电路动作将中频电路的第二端通过电阻接地。

图4和图5中仅是示意了一种具体的中频电路，应该理解，具有以上描述的中频电路的拓扑均可以，下面结合图4和图5介绍一种可行的中频电路，选通电路包括：第一PMOS管P1、第二PMOS管P2、第一NMOS管N1；电阻包括第一电阻R1和第二电阻R2；本申请实施例不具体限定，第一电阻R1的阻值和第二电阻R2的阻值是否相同，两者可以相同，也可以不同。

第一PMOS管P1的第一端连接电源VDD，第一PMOS管P1的第二端通过第一电阻R1连接中频电路的第二端；本申请不具体限定VDD的电压，例如可以为1.8V，也可以为0.9V，具体可以根据双向有源混频器的应用场景来设置。

第二PMOS管P2的第一端通过第二电阻R2接地，第二PMOS管P2的第二端连接中频电路的第二端；

第一NMOS管N1的第一端和第二端分别连接中频电路的第一端和第二端；第一NMOS管的栅极连接第二PMOS管P2的栅极；

第一PMOS管P1的栅极和第二PMOS管P2的栅极均连接控制电路10，即连接控制电路10的第一输出信号TXen。应该理解，第一输出信号TXen为电平信号，即高电平或低电平，当第一输出信号TXen为低电平时，第一PMOS管P1和第二PMOS管P2导通，第一NMOS管N1关断；当第一输出信号TXen为高电平时，第一PMOS管P1和第二PMOS管P2关断，第一NMOS管N1导通。

当双向有源混频器工作在信号发射模式时，控制电路10的第一输出信号TXen为高电平，此时，第一NMOS管N1导通，第一PMOS管P1和第二PMOS管P2关断，射频发射端的发射信号TX1经过导通的第一NMOS管N1到达混频开关电路30，与本振混频。在发射模式时，中频电路成为混频开关电流的电流源。

当双向有源混频器工作在信号接收模式时，控制电路10的第一输出信号TXen为低电平，此时，第一NMOS管N1关断，第一PMOS管P1和第二PMOS管P2导通，混频开关电路30过来的电流信号经过中频电路20的负载(R1和R2并联)转换为电压信号，即射频接收端接收到射频信号RX1。

射频发射端的发射信号TX1经过导通的第一NMOS管N1到达混频开关电路30，与本振混频。

下面结合图6介绍一种控制电路的具体实现方式。

参见图6，该图为本申请实施例提供的一种控制电路的示意图。

本申请实施例提供的控制电路采用级联式的反相器主要是为了保证控制电路输出的第一输出信号和第二输出信号的准确性。

控制电路包括：MOS管形成的两级串联的反相器：第一反相器和第二反相器；

第一反相器的输入端接收控制信号，第一反相器的输出信号作为第二反相器的输入信号，第一反相器的第一输出信号和第二反相器的第二输出信号均作为控制信号输入中频电路和可调电流源电路，第一输出信号和第二输出信号的电平相反。

本申请实施例不具体限定第一反相器和第二反相器的具体实现方式，例如每个反相器可以包括背靠背连接的PMOS管和NMOS管，也可以利用MOS管和电阻串联来实现。

下面介绍图6中所示的PMOS和NMOS管串联实现的反相器。

第一反相器包括：第四PMOS管P4和第五NMOS管N5；

第二反相器包括：第五PMOS管P5和第六NMOS管N6；

第四PMOS管P4的第一端接电源VDD，第五NMOS管N5的第一端接地，第四PMOS管P4的第二端连接第五NMOS管N5的第二端；第四PMOS管P4的栅极连接第五NMOS管N5的栅极并连接控制信号；第四PMOS管P4的第二端输出第一输出信号TXen；

第五PMOS管P5的栅极和第六NMOS管N6的栅极均连接第四PMOS管P4的第二端，第五PMOS管P5的第一端接电源VDD，第五PMOS管P5的第二端连接第六NMOS管N6的第二端，第六NMOS管N6的第一端接地；第五PMOS管P5的第二端输出第二输出信号RXen。

由于反相器的输出信号可以实现将输入信号反相，即取反，因此，当输入信号为高电平时，经过一级反相器，则输出信号为低电平，同理，当输入信号为低电平时，经过一级反相器，则输出信号为高电平。

例如，控制信号S为高电平，则TXen为低电平，RXen为高电平；反之，如果控制信号S为低电平，则TXen为高电平，RXen为低电平。

双向有源混频器工作在接收模式时，控制电路的控制信号S为高电平，双向有源混频器工作在发射模式时，控制电路的控制信号S为低电平。

本申请不具体限定VDD的电压，例如可以为1.8V，也可以为0.9V，具体可以根据双向有源混频器的应用场景来设置。

从图4-图6可以看出，控制电路的第一输出信号TXen发送给中频电路和可调电流源电路，第二输出信号RXen仅发送给可调电流源电路。

图6中介绍的控制电路是包括两级串联的反相器来实现，仅是一种实现方式，应该理解，控制电路可以由其他可以实现逻辑电平转换的电路来实现，本申请实施例也不具体限定反相器级联的数量，只要可以实现发射和接收两种工作模式的切换即可。例如，本申请实施例还提供另外一种控制电路，具体包括：MOS管和电阻形成的两级串联的反相器：第一反相器和第二反相器；

第一反相器的输入端接收控制信号，第一反相器的输出信号作为第二反相器的输入信号，第一反相器的输出信号和第二反相器的输出信号均作为控制信号输入中频电路和可调电流源电路。

下面结合附图介绍本申请实施例提供的一种可调电流源电路的具体实现方式。

参见图7，该图为本申请实施例提供的一种可调电流源电路的示意图。

本申请实施例提供的可调电流源电路包括：第三NMOS管N3、第四NMOS管N4、第三PMOS管P3和第二NMOS管N2；

第三NMOS管N3的第一端连接可调电流源电路的第一端，第三NMOS管N3的第二端接地；

第四NMOS管N4的第一端连接第三NMOS管N3的栅极和第二NMOS管N2的第一端，第四NMOS管N4的第二端接地；第二NMOS管N2的第二端连接偏置电压源Vb；

第二NMOS管N2的栅极连接第三PMOS管P3的栅极，第三PMOS管P3的第一端和第二端分别连接可调电流源电路的第一端和电源VDD；

第四NMOS管N4的栅极和第三PMOS管P3的栅极均连接控制电路。结合图6，其中，第四NMOS管N4的栅极连接控制电路的第一输出信号TXen，第三PMOS管P3的栅极连接控制电路的第二输出信号RXen。

从图7可以看出，P3、N3、N4和N2均受控于控制电路的控制。双向有源混频器工作在接收模式时，控制电路的控制信号S为高电平，TXen为低电平，RXen为高电平；双向有源混频器工作在发射模式时，控制电路的控制信号S为低电平，TXen为高电平，RXen为低电平。

其中，控制电路，还用于调节偏置电压源Vb的大小来调节可调电流源的电流大小，具体地，调节第三NMOS管N3的电流，从而调节双向有源混频器的增益大小。

在接收模式下，控制电路通过调整偏置电压源Vb，将可调电流源电路设置为混频开关电路的尾电流源。

在发射模式下，控制电路将可调电流源电路设置为可注入电流源模式，进而调整本振的泄露。

本申请实施例不具体限定匹配网络的具体实现方式，只要可以实现单端信号转换为差分信号即可，下面结合附图介绍一种具体的实现方式。

参见图8，该图为本申请实施例提供的一种匹配网络的示意图。

本实施例提供的匹配网络为差分匹配网络，其中，射频输入输出端口RFin/out为单端信号，匹配网络转换为差分信号RF-和RF+，其中RF+接地。

该匹配网络包括四个端口，即第一端RF-、第二端VbLO、第三端和第四端RF+，其中第四端接地，匹配网络的第一端RF-连接混频开关电路的第二端；匹配网络的第二端VbLO连接可调电流源电路的第一端；

匹配网络的第三端连接射频输入输出端口RFin/out；

具体实现时，匹配网络包括两个线圈L1和L2，还包括两个电容，即每个线圈的两端并联一个电容，L1的第一端连接RF-，L1的第二端连接RF+，L2的第一端连接RFin/out，L2的第二端接地。其中，L1的抽头作为第二端VbLO。

本申请实施例不具体限定混频开关电路的具体实现方式，可以根据混频器的类型来设置混频开关电路，例如在射频通信中，为了提高频谱的利用率，通常采用正交混频的方案，即正交调制中频信号，中频信号采用正交相位形式进行传输，例如分别为0度、90度、-90度和180度。

参见图9，该图为本申请实施例提供的一种正交的混频开关电路的示意图。

混频开关电路的第一端连接中频电路，混频开关电路的第二端连接匹配网络。但是对于正交的混频开关电路，其中，第一端包括四个，第二端包括两个。

从图9中可以看出，本振信号包括四个：LO

基带信号包括四个：IF

混频开关电路第二端的连接匹配网络的RF-和RF+。

双向有源混频器工作在发射和接收两种不同模式时，可以通过中频电路和可调电流源电路实现开关的源漏极的相对位置互换，进而实现发射和接收不同状态下的混频。

图9仅是示意了一种混频开关电路，本申请不具体限定混频开关电路是单平衡还是双平衡，即本申请实施例提供的双向有源混频器中的混频开关电路包括单平衡混频开关电路或双平衡开关电路。

下面介绍本申请实施例提供的射频收发电路采用正交混频时的实现方式。

参见图10，该图为本申请实施例提供的一种双向有源正交混频器的示意图。

图10所示的双向有源正交混频器与图4所示的双向有源混频器比较，图10所示的双向有源正交混频器包括四路信号，对应四个中频电路，两个混频开关电路，但是，只有一个匹配电路、一个可调电流源电路和一个控制电路。

图10中包括四路基带信号分别为TX_IFN_Q、TX_IFP_Q、TX_IFN_I、TX_IFP_I。四路基带信号各自之间互差90度，形成正交信号。

图10中包括四路射频信号RX_IFN_Q、RX_IFP_Q、RX_IFN_I、RX_IFP_I。四路射频信号之间各自互差90度，形成正交信号。

图10中的控制电路的第一反相器包括PM8和NM21，第二反相器包括PM9和NM22，其中第一输出信号为TX_ENB，第二输出信号为RX_ENB，控制信号为MODE_SWITCH。

其中，匹配网络包括L1、L2、C5和C6，RF为射频的输入输出端口。

可调电流源电路包括：NM18、NM19、NM20和PM7，偏置电压源为RX_VB。具体连接关系如图10所示，在此不再赘述，连接关系与图7所示的完全相同。

图10中包括图9所示的射频开关电路，包括NM10、NM11、NM12、NM13、NM14、NM15、NM16和NM17共八个MOS管，形成正交式的射频开关电路。

四个本振信号：LO_QN、LO_QP、LO_IN、LO_IP。

四个基带信号：RX_IFN_Q、RX_IFP_Q、RX_IFN_I、RX_IFP_I。

图10中包括四个图5所示的中频电路，分别对应四路基带信号。

第一中频电路包括：PM3、NM2、NM6、R5和R9；

第二中频电路包括：PM4、NM3、NM7、R6和R10；

第三中频电路包括：PM5、NM4、NM8、R7和R11；

第四中频电路包括：PM6、NM5、NM9、R8和R12。

本申请实施例提供的双向有源混频器只需要增加MOS管便可以实现双向的工作，相对于传统的混频器，可以减少电路近一半的面积。

参见图11，该图为本申请实施例提供的双向有源混频器在发射模式的转换增益示意图。

图11中横坐标为射频频率(RF Freq)，单位为GHz；纵坐标为转换增益(Upconvertion Gain)，单位为dB。

发射模式时，在工作频段为37GHz时，双向有源混频器的转换增益为-7.8dB，并随频率增加而降低。

并且，在发射模式下具有较好的线性度，大于10dBm，可满足系统的应用，具体可以参见图12，该图为本申请实施例提供的双向有源混频器在发射模式的线性度示意图。

图12中横坐标为中频输入功率(IF Input Power)，单位dBm；纵坐标为输出功率(Output Power)，单位dBm。

同时，发射模式时，射频RF与本振LO间的隔离度及射频RF与镜像间的隔离度均大于20dB，如图13所示，该图为本申请实施例提供的发射模式时的隔离度示意图。

图13中横坐标为频率(Freq)，单位为GHz；纵坐标为转换频谱(Upconvertionspectrum)，单位为dB。

例如，在射频收发电路中，双向有源混频器连接在低噪声放大器之后，其噪声系数对电路影响较小。具体可以参见图14，该图为本申请实施例提供的射频收发电路在接收模式的噪声系数示意图。

图14中，横坐标为中频频率(IF Freq)，单位为GHz；纵坐标为接收端噪声(RX NF)，单位为dB。

一种举例，当低噪声放大器的噪声系数等于4dB、增益等于25dB，双向有源混频器噪声系数为15dB时，根据如下所示的级联噪声公式，级联的噪声系数为4.16dB(即，由于双向有源混频器的引入，级联噪声系数仅仅恶化0.16dB)。

其中，NF代表双向有源混频器的噪声系数，NF

同时，接收模式时，其1dB压缩点大于2.5dB，如图15所示，该图为本申请实施例提供的接收模式时的线性度示意图，从图15可以看出，该双向有源混频器，可以满足射频收发电路的需求，例如波束合成系统中的射频收发。

图15中横坐标为射频输入功率(RF InputPower)，单位dBm；纵坐标为输出功率(Output Power)，单位dBm。

并且，接收模式时，双向有源混频器的上边带变频损耗小于3.5dB，如图16所示，该图为本申请实施例提供的接收模式时的转换增益示意图。

图16的横坐标为中频频率(IF Freq)，单位为GHz；纵坐标为下边带转换增益(Downconvertion Gain)，单位为dB。图16中包括上边带(Upside band)曲线和下边带(Lowside band)曲线，性能主要取决于上边带。

基于以上实施例提供的一种双向有源混频器，本申请实施例还提供一种射频收发电路，下面结合附图进行详细介绍。

继续参见图2，本申请实施例提供的射频收发电路，包括以上实施例介绍的双向有源混频器Mix，还包括：双向放大器P、驱动放大器DA和本振LO；

双向有源混频器Mix的射频发射端连接基带BB，双向有源混频器Mix的射频接收端通过驱动放大器DA连接本振LO；

双向有源混频器Mix的射频输入输出端口通过双向放大器P连接天线Ant。

另外，还可以包括第一匹配网络MN1和第二匹配网络MN2，在DA与双向有源混频器Mix之间连接有第二匹配网络MN2。在P与双向有源混频器Mix之间连接有第一匹配网络MN1。

由于本申请实施例提供的射频收发电路包括双向有源混频器，该双向有源混频器可以应用在发射通路，又可以应用在接收通路，因此，节省了发射和接收通路的电路器件，减小电路的面积和体积，降低成本。另外，本申请实施例提供的双向有源混频器由于是有源混频器，不具有无源混频器的插损带来的损耗，更节省功耗。尤其该射频收发电路应用于轻薄化的通信设备时，本申请提供的射频收发电路的效果更显著。

本申请实施例提供的射频收发电路可以实现射频信号的双向收发，由于双向有源混频器中包括可调电流源电路和中频电路，中频电路可以实现电源和参考地的交换，从而实现射频信号的双向收发，有效减小射频收发电路的面积，尤其是大规模的相控阵系统，会明显降低电路的面积。

在射频通信系统中，为了提高频谱的利用率，可以采用正交混频方式，即本申请实施例提供的射频收发电路采样正交混频电路，其中双向有源混频器采用双向有源正交混频器。

基于以上实施例提供的一种双向有源混频器和射频收发电路，本申请实施例还提供一种通信设备，下面结合附图进行详细介绍。

参见图17，该图为本申请实施例提供的一种通信设备的示意图。

本实施例提供的通信设备，包括：以上介绍的射频收发电路1000，还包括：天线Ant；

射频收发电路1000通过天线Ant收发无线信号。

应该理解，本申请实施例不具体限定通信设备的类型，可以为终端设备，也可以为基站等其他设备。

其中，双向有源混频器中的控制电路的控制信号可以由通信设备的控制器产生，例如，控制信号为脉冲信号，可以输出高电平，也可以输出低电平。另外，通信设备还可以提供电源的电压，例如1.8V或0.9V。另外，通信设备还可以提供可调电流源电路中的偏置电压源。

由于本申请提供的通信设备包括双向有源混频器，该双向有源混频器可以应用在发射通路，又可以应用在接收通路，因此，节省了发射和接收通路的电路器件，减小电路的面积和体积，降低成本。另外，本申请实施例提供的双向有源混频器由于是有源混频器，不具有无源混频器的插损带来的损耗，更节省功耗。尤其该射频收发电路应用于轻薄化的通信设备时，本申请实施例提供的通信设备的效果更显著。

应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，用于描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“A和/或B”可以表示：只存在A，只存在B以及同时存在A和B三种情况，其中A，B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，“a和b”，“a和c”，“b和c”，或“a和b和c”，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。

以上所述，仅是本申请的较佳实施例而已，并非对本申请作任何形式上的限制。虽然本申请已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本申请。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本申请技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本申请技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本申请技术方案的内容，依据本申请的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本申请技术方案保护的范围内。