一种谐振变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及变换器技术领域，特别涉及一种谐振变换器及其控制方法。

背景技术

电力电子变换器在电能变换中起着重要作用，其中隔离型DC-DC变换器既能实现电气隔离，还可以将一种直流电压转换成另一种直流电压，在工程应用中较为广泛。

在直流微网、数据中心、服务器电源、储能系统、新能源发电系统、车载充电机、航空航天电源、特种电源、医疗电源等应用场合中，对DC-DC变换器的应用需求包括宽输入/宽输出电压调节能力、高转换效率、高功率密度等。LLC谐振变换器的发展给直流变换器的发展带来了新的生机与活力，由于具有天然的软开关特性，且结构比较简单，LLC谐振变换器成为工业电源产品的优选拓扑。

一般而言，LLC谐振变换器采用变频控制调节输出电压，且其电压增益与开关频率、谐振电感、励磁电感、谐振电容等参数有关，简单的变频控制难以实现宽增益调节，且开关频率调节范围大，不利于变压器、电感等磁性器件的设计，也产生较大得循环电流，降低了转化效率，使得LLC谐振变换器难以适用于宽电压应用场合。

为了提升LLC谐振变换器的增益调节性能，缩小频率调节范围，国内外专家、学者、发明人分别提出了不同的改进方法。其中，南京航空航天大学申请的专利文献《一种共用谐振电感型宽输入范围LLC谐振变换器》公开了一种共用谐振电感的两相谐振变换器，采用动态调节拓扑结构的方式拓宽变换器的输入电压范围。然而该方案存在多层次频率控制过程，且通过开关切换动态调节拓扑结构的控制过程复杂，不利于简化控制。此外，上海科技大学的发明人王浩宇、李志清在专利文献《一种超宽调压范围的谐振隔离变换器》中公开了一种两相谐振变换器拓扑结构，原边侧开关管采用移相控制调节输出电压，极大地缩小了频率调节范围，该拓扑将两个半桥谐振变换器通过两个变压器连接起来，电路结构复杂，谐振元器件多，提升了电路设计成本。

发明内容

本发明的目的是针对现有技术的不足，为宽电压应用场合提供一种谐振变换器及其控制方法，使其在具备LLC谐振变换器优点的同时实现宽增益调节。

为实现上述目的，本发明采取的技术方案为：

第一方面，提供一种谐振变换器，其特征在于，包括依次连接的直流输入源V

原边两相对称半桥逆变电路(Ⅱ)包括原边第一开关管(S

串联谐振支路(Ⅲ)包括谐振电容(C

变压器(Ⅳ)包括第一变压器(T

原边第一开关管(S

谐振电容(C

第一变压器(T

优选地，副边侧整流电路(Ⅴ)包括副边第一整流二极管(D

第一变压器(T

副边第一整流二极管(D

优选地，副边侧整流电路(Ⅴ)包括副边第一整流二极管(D

第一变压器(T

副边第一整流二极管(D

优选地，副边侧整流电路(Ⅴ)包括副边第一整流二极管(D

第一变压器(T

副边第一整流二极管(D

优选地，副边侧整流电路(Ⅴ)包括副边第一整流二极管(D

第一变压器(T

优选地，滤波输出电路(Ⅵ)包括并联连接的输出滤波电容(C

第二方面，提供一种谐振变换器的控制方法，通过按增益调节能力划分为增益降压调节阶段和增益升压调节阶段：

在增益降压调节阶段中，原边第一开关管(S

在增益升压调节阶段中，原边第三开关管(S

优选地，在增益降压调节阶段中，

副边第五开关管(S

优选地，在增益降压调节阶段中，谐振变换器的增益调节范围为[0，1]。

优选地，在增益升压调节阶段中，谐振变换器的增益大于1；在预设的增益调节范围内，电压增益随着移相角的增大而增大。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：

所述谐振变换器拓扑由两相对称半桥LLC谐振变换器构成，共用串联谐振支路，明显减少了两相谐振变换器的谐振元器件，利于提升变换器的性能，降低了电路设计成本；在控制上，包括增益降压调节阶段的移相控制和增益升压调节阶段的移相控制，明显提升了谐振变换器的增益调节能力，使得谐振变换器具备超宽电压调节能力；所述谐振变换器始终以固定开关频率工作，有效缩小了频率调节范围，控制方式简单易行，利于磁性器件的设计，减小变压器的体积，提高系统功率密度。

附图说明

图1为现有技术公开的一种超宽调压范围的谐振隔离变换器；

图2为本发明公开的一种谐振变换器的结构图；

图3为本实施例中谐振变换器在增益降压调节阶段的稳态波形图；

图4为本实施例中谐振变换器在增益升压调节阶段的稳态波形图；

图5a-图5b为本实施例所述谐振变换器的另一结构图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明的技术方案进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解该发明。但是，本发明技术方案的具体实施方式并不局限于此。

为了提升谐振变换器的增益调节能力，缩小频率调节范围，图1展示了现有技术中公开的一种超宽调压范围的谐振隔离变换器拓扑，该谐振变换器由两相半桥LLC谐振变换器构成，包含两相谐振腔，涉及较多的谐振元器件，增加了设计成本。

为了解决上述问题，本实施例公开了一种谐振变换器拓扑，如图2所示，由两相对称半桥LLC谐振变换器构成，两相谐振腔共用一个串联谐振支路，明显减小了谐振元器件。

如图2所示，所述一种谐振变换器包括直流输入源V

在本实施例具体实施时，其优选实施结构实现如下：

原边两相对称半桥逆变电路(Ⅱ)包括原边第一开关管(S

原边侧串联谐振支路(Ⅲ)包括谐振电容(C

变压器(Ⅳ)包括第一变压器(T1)和第二变压器(T2)，第一励磁电感(L

其中，n表示变压器的匝比；n

副边整流电路(Ⅴ)包括副边第一整流二极管(D

副边侧滤波输出电路(Ⅵ)由输出滤波电容(C

在本实施例具体实施时，各部分的连接关系如下：

所述原边两相对称半桥逆变电路(Ⅱ)的原边第一开关管(S

所述原边侧串联谐振支路(Ⅲ)的谐振电容(C

第一变压器(T

副边侧整流桥臂(Ⅴ)的第一整流二极管(D

滤波输出电路(Ⅵ)中输出电容(C

在本实施例中，公开了一种谐振变换器的控制方法，所述谐振变换器可以实现超宽输出电压调节，提升了谐振变换器的增益调节能力，具体控制方式如下：

在增益降压调节阶段中，副边第五开关管(S

当原边侧两相对称半桥逆变电路(Ⅱ)的移相角为180°时，所述谐振变换器进入增益升压调节阶段：原边第一开关管(S

在上述增益降压调节阶段和增益升压调节阶段中，所述变换器的原边侧开关管S

图3为优选实施例中所述谐振变换器在增益降压调节阶段的稳态波形；图3中，V

在图3中，原边侧两相对称半桥逆变电路(Ⅱ)的输出电压V

特别的，当移相角θ为0°时，所述谐振变换器的输出电压为0，电压增益最小；当移相角θ为180°时，所述谐振变换器的额定输出电压为48V，电压增益最大为1；

图3实施例中，i

图4为本实施例中谐振变换器在增益升压调节阶段的稳态波形；图4中，V

图4中，在原边第四开关管(S

在另一个实施例中，副边整流电路(Ⅴ)还可以有其它的实施方式，如图5所示，图5为本实施例所述谐振变换器拓扑的其它实施方式，其中，副边整流电路(Ⅴ)的副边第五开关管(S

第一变压器(T

副边第一整流二极管(D

或者，第一变压器(T

副边第一整流二极管(D

如图5(b)所示，副边整流电路(Ⅴ)的副边第五开关管(S

第一变压器(T

所述谐振变换器的其它拓扑实施方式与本实施例图2中的拓扑具有类似的效果，其控制方式仍然采用本申请所述控制方法，可以提升谐振变换器的增益调节能力，具体实施方式不再赘述，可参考上述实施例。

特别的，当为了提升谐振变换器的整机效率时，所述谐振变换器副边整流电路(Ⅴ)的二极管均可替换为有源开关管，实现同步整流，降低整流电路的损耗。

通过上述实施例，本发明所述一种谐振变换器将两相对称半桥LLC谐振变换器共用谐振串联支路，有效的减少了谐振元器件，利于优化电路设计。而本实施例公开一种控制方法，应用于所述谐振变换器；在增益降压调节阶段，谐振变换器的开关频率等于串联谐振频率，通过控制原边侧开关管的移相角调节输出电压，实现降压调节；在增益升压调节阶段，谐振变换器的开关频率等于串联谐振频率，通过控制副边侧开关管的移相角调节输出电压，实现升压调节；所述控制方法明显提升了谐振变换器的增益调节能力，可适用于宽电压应用场合；在增益调节过程中，所述谐振变换器持续性的工作在串联谐振频率点，开关频率等于串联谐振频率，明显的缩小了开关频率范围，可以优化磁性器件的设计，降低变压器的体积，提升整机功率密度和效率。

以上所描述的实施例仅仅是对本发明技术方案和发明内容作举例说明，应当指出的是，上述实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围内，也应视为本发明的保护范围。