多尔蒂功率放大器系统

相关申请

本申请要求2022年9月30日提交的第63/411,792号临时专利申请和2022年5月26日提交的第63/346,130号临时专利申请的权益，前述临时专利申请的公开内容以全文引用的方式并入本文中。

技术领域

本公开涉及放大器，并且特别涉及改进多尔蒂型(Doherty-type)放大器的线性度。

背景技术

初级电话中使用的功率放大器的数字预失真(DPD)控制在复杂性增加和系统校准更复杂的折衷下提供了良好的线性度性能。功率放大器的DPD控制正成为功率放大器线性化的更普遍的方法，同时提供较低的集电极供应电流，在许多情况下与包络跟踪系统电流相当。功率放大器的DPD控制的一个缺点是需要大的DPD系数表，需要所述DPD系数来解决在DPD线性化期间功率放大器操作条件的动态变化。已经开发了无存储器和有存储器的DPD线性化。无存储器的DPD线性化使用不同阶的多项式以提供消除固有功率放大器失真的预失真。

通常，基带处理器控制DPD线性化和功率管理集成电路两者。因而，基带处理器能够访问平均功率跟踪供应电压的当前值，由此基带处理器可以调整多项式DPD的系数以适应在不同供应电压下的功率放大器的不同行为。

此外，基带处理器能够访问哪个通信信道当前在操作中，并且可以根据操作信道频率改变DPD系数。需要过量的存储器来存储操作条件的大型矩阵的DPD线性化系数，所述操作条件包含但不限于供应电压、信道频率和集电极电流。对于多尔蒂功率放大器，捕获供应和电压驻波比相依性并使用DPD系数集合来适应此类动态操作条件导致需要相对非常复杂的校准系统。因而，仍需要经结构化以使得不需要复杂校准系统的多尔蒂功率放大器。

发明内容

公开了一种多尔蒂放大器系统。所述多尔蒂放大器系统包含：载波放大器，其具有载波输入和载波输出；以及峰值放大器，其具有耦合到所述载波输入的峰值输入和耦合到所述载波输出的峰值输出。模拟预失真电路系统被配置成通过在操作期间补偿所述载波放大器和所述峰值放大器的基极到集电极电容加载来使所述载波放大器线性化和使所述峰值放大器线性化。

在另一方面，可以单独地或一起地组合前述方面中的任一方面，和/或如本文所描述的各种单独方面和特征，以获得额外优点。除非本文相反指示，否则本文所公开的各种特征和元件中的任一者可以与一个或多个其它公开的特征和元件组合。

本领域技术人员在阅读以下对于优选实施例的具体说明以及相关的附图后，将会认识到本公开的范围并且了解其另外的方面。

附图说明

并入本说明书中并形成本说明书的一部分的附图示出了本公开的几个方面，并且连同说明书一起用于解释本公开的原理。

图1是多尔蒂功率放大器系统的第一示例性实施例的示意图，所述功率放大器系统被结构化成采用数字预失真(DPD)和模拟预失真(APD)以提供构成混合多尔蒂放大器的载波放大器和峰值放大器的线性化。

图2是多尔蒂放大器的第二示例性实施例的示意图，其包含数字输入/输出电路系统，所述数字输入/输出电路系统被配置成将基带处理器与被配置成控制APD电路系统的校准的校准控制器介接。

图3是多尔蒂放大器的第三示例性实施例的示意图，其中APD电路系统提供AM-AM线性化和AM-PM线性化两者，所述线性化具有与信号调制带宽相比相对基本上更高的控制带宽。

图4是多尔蒂放大器系统的混合砷化镓-互补金属氧化物半导体(GaAs-CMOS)版本的示例性实施例的示意图，其中前端的CMOS部分并入有个别路径增益和相位调整与任选的数字寄存器控制和校准。

图5是多尔蒂功率放大器系统的实施例的示意图，其示出了使用包含时间对准的专用基于包络的激活路径进行多尔蒂功率放大器APD线性化的基带激活的原理。

图6是多尔蒂功率放大器系统的实施例的示意图，示出了使用包含时间对准的专用基于包络的激活路径进行多尔蒂功率放大器APD线性化的基带激活的原理。

图7A是描绘用于峰值功率放大器激活的线性模拟信号的曲线图。

图7B是用于加速峰值功率放大器激活的非线性模拟信号的曲线图。

图8A是使用模拟预失真阈值调整的峰值功率放大器激活对准的实例。

图8B是使用模拟预失真斜率调整的峰值功率放大器激活对准的实例。

图9是并入有本公开的多尔蒂放大器系统的无线通信装置的示意图。

具体实施方式

下文阐述的实施例表示使本领域技术人员能够实践实施例并且说明实践实施例的最佳模式所必需的信息。在根据附图阅读以下描述时，本领域技术人员将理解本公开的概念，并将认识到这些概念在此未特别述及的应用。应理解，这些概念和应用落入本公开和所附权利要求的范围内。

应理解，尽管术语第一、第二等在本文中可以用于描述各种元件，但这些元件不应受这些术语限制。这些术语仅用于区分一个元件与另一个元件。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，第一元件可以被称为第二元件，并且类似地，第二元件可以被称为第一元件。如本文所使用，术语“和/或”包含相关联所列项目中的一个或多个项目的任何和所有组合。

应理解，当例如层、区域或衬底的元件被称为“在另一元件上”或“延伸到另一元件上”时，其可以直接在另一元件上或直接延伸到另一元件上，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上”或“直接延伸到另一元件上”时，不存在中间元件。同样，应理解，当例如层、区域或衬底的元件被称为“在另一元件上方”或“在另一元件上方延伸”时，其可以直接在另一元件上方或直接在另一元件上方延伸，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上方”或“直接在另一元件上方延伸”时，不存在中间元件。还将理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，其可以直接连接或耦合到另一元件，或者可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，不存在中间元件。

例如“以下”或“以上”或“上”或“下”或“水平”或“竖直”的相对术语在本文中可以用于描述一个元件、层或区域与如图式所说明的另一元件、层或区域的关系。应理解，这些术语和上面讨论的那些旨在包括除附图中描绘的朝向之外的装置的不同朝向。

本文所用的术语仅用于描述特定实施例的目的，并且不旨在限制本公开。如本文所用，除非上下文另外明确指示，否则单数形式“一(a、an)”和“所述”也旨在包含复数形式。还应理解，当在本文中使用时，术语“包括(comprises、comprising)”和/或包含(includes、including)指定存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但不排除存在或添加一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的群组。

除非另外定义，否则本文使用的所有术语(包含技术和科学术语)具有与本公开所属领域的普通技术人员通常理解的相同含义。将进一步理解的是，除非本文明确地定义，否则本文使用的术语应被解释为具有与其在本说明书的上下文和相关技术中的含义一致的含义，并且将不以理想化或过于正式的意义来解释。

本文中参考本公开的实施例的示意性图示来描述实施例。这样，层和元件的实际尺寸可以不同，并且预期会由于例如制造技术和/或公差而与图示的形状不同。例如，说明或描述为正方形或矩形的区可以具有圆形或弯曲特征，并且示出为直线的区可以具有一些不规则性。因此，图中所说明的区是示意性的，并且其形状不旨在说明装置的区的精确形状，并且不旨在限制本公开的范围。另外，为了说明目的，结构或区的大小可以相对于其它结构或区放大，并且因此提供结构或区以说明本发明的一般结构，且可以按比例绘制或可以不按比例绘制。附图之间的共同元件在本文中可以用共同的元件标号示出，并且随后不再描述。

多尔蒂功率放大器因其在峰值功率放大器的激活时产生的大失真而众所周知。数字预失真(DPD)-仅线性化方案用于使多尔蒂功率放大器线性化。然而，此类方案对功率放大器可在其下操作的任何动态条件视而不见。这些动态条件，例如本地功率放大器温度、本地功率放大器供应电压和负载电压驻波比，可对功率放大器失真特性具有非常大的影响，并且用DPD难以校正(并且可能需要大的存储器表)。此外，来自基极到集电极电容(Cbc)加载的非线性度难以在基带级别补偿。使用模拟技术直接在前端中校正此类非线性效应容易得多。

本公开涉及使用模拟预失真(APD)或数字和模拟预失真(DPD-APD)线性化的混合砷化镓(GaAs)-互补金属氧化物半导体(CMOS)多尔蒂功率放大器。APD线性化主要涉及Cbc非线性加载效应，如果前端驱动器在CMOS裸片中实施，则所述效应易于调整和校准。GaAs输出级裸片可以具有温度传感器、供应电压传感器、负载传感器、过程拐角传感器，并且可以将检测到的信号发送至CMOS前端以采取行动校正任何此类动态变化。峰值放大器的激活可以通过两种方式完成：使用具有阈值和增益调整的载波功率放大器饱和检测器，或使用来自基带的包络激活信号(模拟或数字激活信号)。驱动器级、具有相移能力的级间匹配网络以及用于Cbc效应中和的任何交叉前馈放大器可以数字方式控制和校准。混合模拟和数字预失真可以具有作为主线性化的APD或作为主线性化的DPD。这些技术可以应用于基于平均功率跟踪功率管理集成电路(PMIC)的多尔蒂功率放大器和基于包络跟踪PMIC的多尔蒂功率放大器。模拟包络信号可以使用线性或非线性包络相依性并且具有额外的形状调节块。模拟包络信号可用于驱动动态APD相移和/或动态APD增益峰值级，从而将多尔蒂功率放大器线性化。

从APT PMIC供应操作的多尔蒂功率放大器可以是用需要非常复杂的校准和控制方案的ET PMIC操作的标准功率放大器的有吸引力的替代。

对于高效率的多尔蒂功率放大器，关键是峰值功率放大器被激活的方式，以及通过负载调制来增加效率的峰值功率放大器的激活所产生的失真的校正。一般来说，本公开的实施例提供：

·包络跟踪动态相移

·专用基带动态相移

·由在多尔蒂功率放大器中产生的信号控制的内部动态相移，例如通过感测载波功率放大器的饱和(当峰值功率放大器需要激活时)。

本公开包含具有单端载波和峰值功率放大器、差分载波和峰值功率放大器，或单端和差分级的组合的多尔蒂功率放大器。在多级多尔蒂功率放大器中，驱动器级和输出级可以是单端或差分的，或多级多尔蒂功率放大器可以具有单端驱动器和差分输出级，反之亦然。

如图1中所描绘，本公开涉及一种多尔蒂功率放大器系统10，其不需要用于多尔蒂功率放大器的复杂校准系统。一般来说，所公开的多尔蒂功率放大器系统10使用模拟技术来采用放大器线性化，所述模拟技术包含在混合DPD-APD和APD-DPD结构中的APD和DPD。所公开的多尔蒂功率放大器系统10和相关方法大大减小存储DPD系数所需的存储器的大小，同时还大大减小了多尔蒂功率放大器校准过程的复杂性。

在许多情况下，具有部署在基带芯片组中的DPD电路系统14的基带处理器12需要用各种功率放大器操作，所述功率放大器经常来自不同供应商且具有不同特性。基带处理器12需要获得所使用的每一功率放大器的透彻表征以及用于每一操作模式的DPD系数的校准。

当前多尔蒂功率放大器系统10被构造成采用DPD和APD以提供构成混合多尔蒂放大器20的载波放大器16和峰值放大器18的线性化。载波驱动器级22耦合在RF输入端子24与载波放大器16之间。峰值驱动器输入级26通过90°耦合器/分割器28耦合在峰值放大器18与RF输入端子24之间。阻抗反相器(impedance inverter)30耦合在载波放大器16和峰值放大器18的输出与RF输出端子32之间。混合多尔蒂功率放大器20采用一种或多种方法来激活峰值放大器18。多尔蒂功率放大器系统10采用的第一方法使用交叉前馈控制，其用饱和检测器34感测载波功率放大器16何时开始压缩，且作为响应而产生压缩检测信号。APD电路系统36接收压缩检测信号，并且作为响应，通过峰值驱动器输入级26激活峰值放大器18,以使峰值放大器18的增益曲线变平。APD系数存储器块38存储APD电路系统36被配置成用于调整激活信号的APD系数。APD电路系统提供振幅调制-振幅调制(AM-AM)线性化和振幅调制-相位调制(AM-PM)线性化两者。

耦合到平均功率跟踪(APT)电路系统42的供应电压(VCC)检测器40被配置成产生供应检测器信号，所述供应检测器信号由APD电路系统36接收，作为响应，所述APD电路系统进一步调整激活信号。额外检测器包含但不限于电压驻波(VSWR)检测器44和温度检测器46。VSWR检测器44产生表示从RF输出端子32输出的经放大RF信号的VSWR的状态的VSWR信号。温度检测器46产生与混合多尔蒂放大器20的操作温度成比例的温度信号。

基带处理器12内的混合DPD-APD电路系统48被配置成接收压缩检测信号、供应检测器信号、VSWR信号和温度信号，并且产生从DPD系数存储器50选择适当DPD系数和激活点的系数信号。DPD系数存储器50继而被配置成将DPD系数传递到DPD电路系统14。基于DPD系数，DPD电路系统14驱动发射器(TRX)电路系统52，以使输入到RF输入端子24中的RF信号预失真。在图1的示例性实施例中，包含混合多尔蒂放大器20、APD电路系统36、APD系数存储器块38、饱和检测器34、VCC检测器40、VSWR检测器40和温度检测器46的组件构成前端模块54。一些组件可以集成到CMOS裸片中，并且其它组件可以集成到GaAs裸片中。例如，混合多尔蒂放大器20可集成到GaAs裸片中，且APD线性化可由专用CMOS发射(TX)控制器驱动，或可集成到具有分别在CMOS裸片中实施的APD的混合多尔蒂放大器20的混合GaAs-CMOS版本中。

由混合多尔蒂放大器20采用的另一方法使用基于混合多尔蒂放大器20的预限定的直接基带前馈激活，所述预限定将激活点保存在基带处理器12的DPD系数存储器50中。基带处理器12使用所存储的激活点来确定在各种环境操作条件下何时需要激活峰值放大器18，所述环境操作条件可包含但不限于VCC、操作温度和负载VSWR。

在一些情况下，激活信号是用于峰值功率放大器激活的线性模拟信号。激活信号的较低斜率导致峰值放大器18的较慢激活，而较高斜率导致峰值放大器18的较快激活。在其它情况下，激活信号是用于加速峰值功率放大器激活的非线性模拟信号。

峰值放大器18的激活可以直接从由基带处理器12提供的包络信号或从内部电流产生的激活信号实现，所述内部电流产生的激活信号例如由饱和检测器34产生的饱和检测信号。额外形状处理可用于优化峰值功率放大器激活。可以使用包络信号的预失真。随包络特性而变的非线性激活导致峰值放大器18的加速激活。

在一些实施例中，具有互补金属氧化物半导体(CMOS)前端的混合多尔蒂功率放大器20允许混合信号技术控制、调整或校准峰值放大器18的激活。此外，峰值放大器18的激活可以分别使用APD阈值调整和APD斜率调整两者来对准。此外，斜率调整和阈值调整可由用于多尔蒂功率放大器APD线性化的校准电路驱动。

利用载波放大器16的饱和检测器34来激活峰值放大器18并不总是在调整多尔蒂功率放大器线性度性能方面提供足够的灵活性。任何过程变化和局部失配、局部温度差异和其它环境操作条件都可能使线性化与功率放大器固有失真不对准。补偿此类效应可能需要对峰值放大器18的激活提供额外的控制水平。

用于峰值放大器18的激活信号的两个分量可由多尔蒂功率放大器系统10采用。第一分量是阈值调整，当峰值放大器18被激活时，所述阈值调整可以向上和向下移动包络信号值。第二分量是峰值功率放大器激活的斜率、其激活的速度以及它提供的负载调制量。这是峰值功率放大器激活信号的斜率调整。

对峰值放大器18的激活信号的阈值和斜率两者进行数字调整有助于改善APD校正与载波功率放大器16的原生失真的对准。以此方式，可以补偿饱和检测器34中的任何偏移，从而产生混合多尔蒂放大器20的总体APD校正的较高线性度。

取决于当前操作频带，混合多尔蒂放大器20看到不同声滤波器(未示出)的输入负载。这对大量操作频带产生不同的压缩特性。具有数字控制的APD方案允许本地保存用于每一操作频带的不同APD系数，并且将此类设置随着所选择的给定滤波器路径而变来部署。

对于例如超高频带(UHB)B78、B79频带等非常宽的无线频带，混合多尔蒂放大器20上的加载也可以在给定频带内显著变化。由多尔蒂功率放大器系统10提供的数字可调整模拟APD线性化还可针对无线操作频带的不同区段使用不同的APD系数。这给出混合多尔蒂放大器20的APD线性化的子带。基带可以向前端传送用来选择APD系数的精确操作子带。

通过多尔蒂功率放大器的APD线性化以及混合多尔蒂放大器20的混合模拟和数字预失真(APD-DPD)线性化，因为预失真方法中的一个可以是主要的，并且一个可以是次要的，所以有可能具有混合APD-DPD实施例或混合DPD-APD实施例。

所公开的多尔蒂功率放大器线性化方法可包含以下两种方法。第一方法是独立的APD线性化，其中APD的所有控制在前端模块54中内部产生。可以提供任选的基带辅助控制信号，例如，操作的频带和子带。第二方法是混合模拟和DPD线性化，其中前端APD与基带DPD一起工作。

当实施混合DPD和APD多尔蒂功率放大器线性化时，两种线性化方法中的一个可以是主要的，而另一个可以是次要的或辅助的线性化方案。

一般来说，DPD线性化在补偿存储器效应和实施较高阶线性化方案方面相对更好。因此，在许多情况下，将基带DPD保留为主要线性化方案是有利的，而APD线性化更多地充当支持/辅助线性化，其处理动态局部可变性，例如局部温度影响、负载-VSWR影响和局部动态供应变化影响。因此，前端模块54可包含若干局部模拟检测器，其可感测功率放大器实时温度、VCC的动态变化、动态负载VSWR变化等。图1的示例性实施例的局部模拟检测器是饱和检测器34、VCC检测器40、VSWR检测器44和温度检测器46，并且这些构成前端模块54。

减小非线性功率放大器特性的变化范围可以产生简单的校准程序和DPD电路系统14所需的较小存储器大小，这是因为覆盖整个操作空间所需的系数集合较少，因为许多局部动态变化在局部由APD环路补偿。

多尔蒂功率放大器系统10可被分割的几种方式包含但不限于以下：

1.传统的全GaAs功率放大器解决方案将具有载波驱动器级22、载波放大器16、峰值驱动器输入级26和集成在GaAs裸片上的峰值放大器18，而典型TX控制器(未示出)通常使用CMOS裸片实施。这种传统的全GaAs功率放大器解决方案的一个主要缺点是缺乏与来自CMOS侧的射频(RF)节点的直接接触，其中GaAs裸片与CMOS裸片之间的主接口是直流偏置信号。

2.根据本公开的改进的分割是使用混合GaAs-CMOS实施方案，其中仅载波放大器16和峰值放大器18集成到GaAs裸片中，而载波驱动器级22、峰值驱动器输入级26和APD电路系统36集成到CMOS裸片中。改进的分割在功率放大器前端的数字控制和可调谐性(增益和相位调谐)以及从CMOS侧到混合多尔蒂放大器20内的RF节点的接入方面提供优点。

如图2中所描绘，数字输入/输出(I/O)电路系统56被配置成将基带处理器12与校准控制器58介接，所述校准控制器被配置成控制APD电路系统36的校准。校准存储器60被配置成存储用于APD电路系统36的校准数据。校准存储器60被配置成与校准控制器58通信。与GaAs相比，在CMOS中将APD电路系统36与数字I/O电路系统56、校准控制器58和校准存储器60集成相对更容易。相比之下，在例如图2的示例性实施例等一些实施例中，饱和检测器34、供应检测器40和温度检测器46集成在GaAs中。

数字I/O电路系统56提供到基带DPD线性化方案的接口。任何检测器信号都可以传送到基带处理器12，并由DPD电路系统14处理以增强数字DPD线性化方案。例如，当感测到功率放大器实时温度的大变化时，存储在DPD系数存储器50中的DPD系数可以改变。类似地，当负载VSWR已显著改变时，DPD系数可改变。

在图2所描绘的示例性实施例中，载波路径中的相位调整是用载波级间阻抗匹配电路系统62来实现，所述载波级间阻抗匹配电路系统被配置成响应于由APD电路系统36产生的第一相位调整信号而调整载波信号的第一部分的相位。类似地，峰值路径中的相位调整是用峰值级间阻抗匹配电路系统64实现的，所述峰值级间阻抗匹配电路系统被配置成响应于由APD电路系统36产生的第二相位调整信号而调整载波信号的第二部分的相位。第一相位调整信号和第二相位调整信号可由APD电路系统36响应于由诸如饱和检测器34、VCC检测器40和温度检测器46等模拟检测器产生的任何或所有检测器信号而产生。取决于给定应用，模拟检测器可以是线性传感器或

非线性传感器。

峰值放大器18的激活可以由饱和检测器34以各种方式触发。在一个操作模式中，只有峰值放大器18的偏置由饱和检测器34产生的激活信号提升，而峰值驱动器输入级26保持作用。在这种情况下，激活信号驱动偏置电路系统65。在另一操作模式中，驱动峰值放大器18的峰值驱动器输入级26被配置成基于由饱和检测器34产生并由APD电路系统36处理的激活信号进行可变增益放大器(VGA)控制。在第三操作模式中，峰值驱动器输入级26的偏置和可变增益两者是由饱和检测器34产生的激活信号控制。

多尔蒂放大器系统中的一个主要失真效应来自由于峰值放大器18在接通时的基极到集电极电容(Cbc)引起的寄生电流。为了补偿峰值功率放大器输出级的Cbc加载，需要通过不同于峰值路径的路径来供应Cbc的电流。这可以通过添加从载波放大器输入分接的前馈放大器来实现。问题是，级间匹配网络和作用中的级中存在时间延迟。此类延迟可能会使补偿电流和时间移位，并使它在错误的时间出现，从而造成失真。

更好的解决方案是直接从峰值放大器18的基极分接用于驱动载波放大器16的Cbc的交叉前馈放大器66的控制，如图3所示。这避免了时间延迟并得到自对准校正。注入到载波放大器16的Cbc中的中和电流中和载波放大器16的Cbc加载。以类似方式，通过使用由载波放大器16的基极处的载波信号的部分驱动的交叉前馈放大器68，可中和来自峰值放大器18的Cbc的加载，如图3所示。

尽管两个交叉前馈中和放大器似乎在正反馈环路中连接，但情况并非如此，因为所涉及的信号并非始终存在，并且不具有导致正反馈不稳定性的相位关系。

如图3中所描绘，通过APD电路系统36的局部动态环路提供对混合多尔蒂放大器20的较快控制。在这方面，提供AM-AM线性化和AM-PM线性化的APD电路系统36具有比信号调制带宽相对基本上更高的控制带宽。对于提供AM-AM线性化的APD电路系统36的相关区段，控制带宽需要是调制带宽的2至3倍，而对于AM-PM线性化，APD电路系统36的相关区段的控制带宽为调制带宽的5至6倍。当调制带宽为20MHz或40MHz时，可实现所需的电流消耗和相对较低的电路复杂性。随着调制带宽达到100MHz及以上，实现500MHz的控制带宽相对而言更加困难。例如，AM-AM增益提升受到功率放大器的热稳定性所需的相对大的镇流器电阻的限制。如果镇流器电阻减小，则可以在偏置电路系统65中实现数百兆赫的宽带宽。

在这方面，本公开的实施例使用反馈镇流器架构，其中大部分镇流电阻器放置在偏置电路系统65的反馈环路内部，并且仅在环路外部实施小镇流电阻器。环路内镇流器电阻除以偏置电路系统65的环路增益，且因此在功率放大器输出级的输入处对主控制极作出贡献时看起来小得多。环路内镇流器电阻在功率放大器的不同功率单元之间提供足够的差分热稳定性。环路外镇流器电阻有助于功率放大器的全局共模热稳定性。此外，如图3所示的饱和检测器34在反馈路径中仅具有单个装置，且因此实现非常大的带宽，仅具有小的延迟时间。

在现实电路中，载波路径和峰值路径增益和相位之间存在有限的失配。这可以来自装置失配，并且来自在大功率级下操作的相对较热的载波放大器16与恰好在峰值放大器18接通的时刻相对较冷的峰值放大器18之间的根本上不同的局部温度水平。具有混合GaAs-CMOS多尔蒂功率放大器配置允许容易地调整和校准载波与峰值路径之间的增益和相位。

图4示出多尔蒂放大器系统10的混合GaAs-CMOS版本的示例性实施例，其中前端的CMOS部分并入有个别路径增益和相位调整与任选的数字寄存器控制和校准。

数字控制器/驱动器70可容易地实施特定寄存器以用于通过APD电路系统36校准增益和相位匹配。前端模块TX控制器(未示出)中的本地存储器可用于保存APD系数以用于各种操作条件：

·不同的频带或子带

·不同的VCC电平

·不同的温度水平

所有这些线性化和校准电路都位于载波和峰值功率放大器输出级的前面，因此可以在CMOS裸片中容易地实施。在CMOS中完成允许使用数字I/O块中的专用寄存器设置进行其数字增益控制。本地存储器块可用于保存用于载波和峰值路径两者的所有此类APD系数。输入和输出相移电路(集总或传输线)可在层压板中实施或可集成在裸片上。CMOS侧上的输入相位分割电路还可具有数字修整/调整电路。驱动器级的信号电平不是这么高的，从而允许无任何特定缺点的CMOS实施方案。

考虑到所有这些校准和APD电路系统，高效多尔蒂功率放大器并不比高效ET功率放大器显著更简单。但是，优点在于复杂性可以包含在前端模块内，而不会暴露给客户。许多原始设备制造商避免使用ET PMIC解决方案，特别是因为其众所周知的复杂性以及校准和控制的难度。

APD AM-PM线性化可以很大程度上补偿在峰值放大器被激活时发生的强相位失真。这是在需要非常高线性度(例如，5G前端)的蜂窝式应用中部署多尔蒂配置的主要障碍之一。

如在本公开的开始时所述，激活峰值放大器的另一种方式是使用来自基带的辅助控制信号。基带知道包络何时增长，且因此功率放大器将可能开始压缩。这是在需要激活峰值放大器时。模拟或数字包络激活信号均可用于峰值功率放大器。

模拟预失真可用于从模拟或数字包络激活信号开始创建峰值功率放大器控制信号的所需简档。模拟包络激活信号由于其连续性质而更易于使用。然而，从基带到前端运行额外模拟信号并不总是可能或期望的。这当然需要基带架构的显著改变。因此，并非所有基带都可以支持此类架构。在模拟包络信号的方向上的任何定制都可能限制信号可以用于的前端模块。

相比之下，数字包络激活信号更易于使用，但传统数字I/O电路可能没有足够高的时钟频率以便提供良好对准的包络数字控制。特别是在非常宽的调制带宽(例如，100MHz或200MHz)中，不能使用常规射频前端接口。

专用高速数字信号可用于激活峰值放大器。与更易于噪声耦合的模拟包络信号相比，这更合乎需要。如果使用峰值放大器的数字激活，则产生数字和模拟预失真方案。包络激活信号的所有信号处理可以在模拟前端中执行。替代地，一些信号处理，例如数字激活信号的时间延迟，可以在基带芯片中完成。

包络信号激活控制可以直接来自基带处理器12，其中可以实施混合DPD-APD线性化方案，其具有数字组件作为主线性化方案。

在这种直接基带峰值功率放大器激活中，可以使用三种配置中的一种：

1.使峰值放大器的驱动器一直在作用中，并且从由基带提供的激活信号启动/启用输出峰值级；

2.使峰值放大器的驱动器级和输出级两者由来自基带的包络信号激活；以及

3.在驱动器级上使用可变增益放大器/可编程增益放大器增益控制并且让输出级以高功率进行自身整流以变为作用中是较不需要的解决方案，但仍是可能的。

仅仅使用峰值放大器的模拟或数字激活不足以获得用于蜂窝式应用的高线性度多尔蒂功率放大器。需要部署另外的线性化技术以便补偿由峰值放大器激活产生的失真。

此外，在此基带激活的峰值放大器方案中，驱动器和级间块在CMOS裸片中实施，因此可具有增益和相位调整和校准特征。在这种情况下，使用APD从由基带(模拟或最有可能是数字)提供的包络激活信号创建所需的控制信号。CMOS前端还允许实施在GaAs中难以实施的温度、供应或甚至负载相依性调整。

基带可提供用于峰值功率放大器的专用激活信号。可以使用数字或模拟激活信号。在ET PMIC的情况下，基带处理器已向PMIC功率管理芯片/模块提供模拟包络跟踪信号。此模拟包络相依性信号可用于激活峰值功率放大器路径。

在多尔蒂功率放大器中，通常是相位失真主导误差向量幅度。多尔蒂功率放大器的相位失真与峰值功率放大器的激活高度相关。因此，同一模拟包络信号可用以使用由针对动态相移配置的载波级间阻抗匹配电路系统62和峰值级间阻抗匹配电路系统64中的任一者或两者提供的动态相移来执行AM-PM相位线性化。

在图4所描绘的实施例中，基带处理器12被配置成提供单独的模拟包络信号(ES_A)和/或包络衍生/相依性信号(ES_D)。可以使用另外的信号成形(预失真)以便实现所需的动态线性化控制信号。在更多其它实施方案中，一般动态相移器和/或可变增益放大器可由激活信号控制。

交叉前馈方法不具有稳定性问题，但模拟激活路径上的延迟对于确保峰值激活与载波放大器16的压缩对准是相对重要的。交叉前馈方法特别适用于小于100MHz的调制带宽。

对于调制带宽超过100MHz的信号，可能更难以在APD前馈路径中实现足够小的延迟以保持良好的线性度。在这种情况下，数字可调整时间延迟电路系统72可以和与信号的调制包络同步的直接数字激活一起使用。

图5是多尔蒂功率放大器系统10的实施例的示意图，其示出了使用专用基于包络的激活路径进行多尔蒂功率放大器APD线性化的基带激活的原理，所述激活路径包含时间对准、包络信号成形(在基带上或在前端侧)以及用于AM-AM和AM-PM APD线性化的控制。

如图5中所描绘，基带处理器12包含被配置成从I/Q数据产生数字同相信号和数字正交信号的同相信号和正交信号(I/Q)调制器76。

同相数/模转换器78被配置成将数字

同相信号转换成模拟同相信号，并且正交数/模转换器80被配置成将数字正交信号转换成模拟正交信号。混合器82被配置成接收并混合模拟同相信号和模拟正交信号，以产生由前置放大器84预放大的RF信号，所述前置放大器被配置成将预放大RF信号输出到混合多尔蒂放大器20的RF输入(RF In)。

包含峰值放大器的专用基于包络的激活路径与被放大的RF信号之间的时间对准由时间对准块86提供，所述时间对准块被配置成响应于I/Q数据而延迟或提前由I/Q调制器输出的参考信号。时间对准块86可以在诸如逻辑门的数字电路系统中制造，或者可以由固件或软件处理器指令实施。

替代包络成形块88被配置成以数字方式产生并成形控制着APD电路系统36和偏置电路系统65的数字失真补偿信号的包络。补偿信号数/模转换器90被配置成将数字失真补偿信号转换成模拟补偿信号。模拟包络成形电路系统92被配置成在由于带宽限制而数字处理不可行的应用中代替所述替代包络成形块88使模拟补偿信号成形。在一些实施例中，替代包络成形块88和模拟包络成形电路系统在一些实施例中可以一起工作以成形补偿信号。模拟包络成形电路系统92可由例如二极管和/或晶体管等典型电路元件以及例如电阻器、电感器和电容器等无源元件制造。

基带可以提供用于多尔蒂功率放大器APD线性化的专用激活信号。可以使用数字和模拟激活信号。用于APT应用的基带芯片组通常不具有包络式输出。

在用于包络跟踪应用的基带芯片组的情况下，基带处理器12将模拟包络跟踪信号提供到平均功率跟踪功率管理集成电路74。此模拟包络相依性信号可重新用于激活峰值功率放大器路径。

在多尔蒂功率放大器中，通常是相位失真主导误差向量幅度。混合多尔蒂放大器20的相位失真与峰值功率放大器18的激活高度相关。因此，同一模拟包络信号可用于使用动态相移器执行AM-PM相位线性化。

图5的实施例提供：

●包络跟踪动态相移

●专用基带动态相移

●由在多尔蒂功率放大器中产生的信号控制的内部动态相移，例如通过感测载波功率放大器的饱和(当峰值功率放大器需要激活时)。

图6是实施例多尔蒂功率放大器系统10的示意图，其示出了使用专用基于包络的激活路径进行多尔蒂功率放大器APD线性化的基带激活的原理，所述激活路径包含时间对准、包络信号成形(在基带上或在前端侧)以及用于AM-AM和AM-PM APD线性化的控制。

基带处理器12可以提供用于多尔蒂功率放大器APD线性化的专用激活信号。可以使用数字或模拟激活信号。用于APT应用的基带芯片组通常不具有包络式输出。

在用于ET应用的基带芯片组的情况下，基带处理器12已经向PMIC功率管理芯片/模块提供模拟ET信号，所述PMIC功率管理芯片/模块被描绘为ET/APT PMIC 94。此模拟包络相依性信号可重新用于激活峰值功率放大器路径。

在多尔蒂功率放大器中，通常是相位失真主导误差向量幅度。多尔蒂功率放大器的相位失真与峰值功率放大器的激活高度相关。因此，同一模拟包络信号可用于使用动态相移器执行AM-PM相位线性化。

共同的动态相移器96可以放置在多尔蒂功率放大器的RF In输入处(如虚线所示为任选的模拟相移器)。动态相移器96响应于根据从补偿信号数/模转换器90输出的包络信号导出的相位控制(CTRL)信号。另一个选项是在载波和峰值路径中具有单独的相移器62和64，其可以根据包络信号应用动态相移。

在又一实施例中，基带可以提供单独的模拟包络信号(或包络导出/相依性信号)。可以使用另外的信号成形(预失真)以便实现所需的动态线性化控制信号。图6的实施例提供：

●包络跟踪动态相移

●专用基带动态相移

●由在多尔蒂功率放大器中产生的信号控制的内部动态相移，例如通过感测载波功率放大器的饱和(当峰值功率放大器需要激活时)。

图7A是描绘用于峰值功率放大器激活的线性模拟信号的曲线图。斜率越低，激活越慢，而斜率越高，激活越快。图7B是用于加速峰值功率放大器激活的非线性模拟信号的曲线图。

图8A和图8B是使用APD阈值调整(图8A)和APD斜率调整(图8B)两者的峰值功率放大器激活对准的实例。两个对准可由用于多尔蒂功率放大器APD线性化的校准电路驱动。

参考图9，上文所描述的概念可在支持例如蜂窝式、无线局域网(WLAN)、蓝牙和近场通信等无线通信的例如移动终端、智能手表、平板电脑、计算机、导航装置、接入点等各种类型的无线通信装置或用户元件98中实施。用户元件98将大体上包含控制系统100、基带处理器12、发射电路系统102、接收电路系统104、天线切换电路系统106、多个天线108以及用户接口电路系统110。接收电路系统104经由天线108并通过天线切换电路系统106从一个或多个基站接收射频信号。低噪声放大器和滤波器协作以放大和消除来自所接收信号的宽带干扰以进行处理。然后，降频转换和数字化电路系统(未示)会将滤波后的接收信号降频转换为中间或基带频率信号，接着将所述信号数字化为一个或多个数字流。

基带处理器12处理数字化的所接收信号以提取在所接收信号中传送的信息或数据位。这种处理通常包括解调、解码和错误校正操作。基带处理器12通常在一个或多个数字信号处理器(DSP)和专用集成电路(ASIC)中实施。对于发射，基带处理器12从控制系统100接收可表示语音、数据或控制信息的数字化数据，所述基带处理器对所述数字化数据进行编码以用于发射。编码数据输出到发射电路系统102，其中由调制器使用所述数据来调制处于期望的发射频率或多个期望的发射频率的载波信号。多尔蒂功率放大器系统10会将调制的载波信号放大到适于发射的电平，并通过天线切换电路系统106将调制的载波信号递送到天线108。多个天线108和复制的发射电路系统102和接收电路系统104可提供空间分集。本领域的技术人员将理解调制和处理细节。

可以设想，可以组合前述方面中的任一方面，和/或如本文所描述的各种单独方面和特征以获得额外优点。除非本文相反指示，否则本文所公开的各种实施例中的任一实施例可以与一个或多个其他公开的实施例组合。

本领域技术人员将认识到对本公开的优选实施例的改进和修改。所有这种改进和修改都被认为是在本文所公开的概念和下文的权利要求的距离内。