一种全金属宽带双极化缝隙天线

技术领域

本发明涉及一种天线，尤其是涉及一种全金属宽带双极化缝隙天线。

背景技术

现代通信对于无线通信容量的需求迅速增加，在远距离无线通信场景中，宽带、高增益、高效率的阵列天线是建立稳定通信的首选。宽带双极化天线因为可以提高信道容量和通信可靠性，在这类无线通信系统中扮演着重要的角色。同时，与使用两个分离的单极化天线相比，双极化天线采用双极化共享孔径的天线结构，可以节省成本和空间。，全金属类双极化天线(DPA)由于消除了介质损耗，具有高增益和高效率的特性，因此在远距离无线通信场景中需求很大，如高数据速率的点对点无线通信、卫星通信等。鉴于宽带双极化天线的优点，采用低损耗方案实现的宽带双极化天线变得很有吸引力。抛物面反射器和反射镜具有低成本和易于制造的优点，是当前设计宽带双极化天线一种常见的选择。然而，基于抛物面反射器和反射镜设计的宽带双极化天线体积很大，而且外形很高，越来越不能满足当前产品小型化的需求。近年出现的金属波导双极化缝隙天线结构紧凑，体积较小，是全金属类双极化天线中一种极具竞争力的选择，同时也是宽带双极化天线的理想候选天线。

最近报道的金属波导双极化缝隙天线基本都是基于全共馈馈电网络的工作模式。其主要阵列单元是十字形缝隙、方形缝隙和磁电偶极子等。为了支持双极化正常工作，两个复杂的全共馈馈电网络以及一个正交模式耦合器被放置在天线单元的下方。基于共馈形式的金属波导双极化缝隙天线的相对（阻抗）带宽已扩展到约26.3%。低副瓣电平(SLL)是高性能天线的关键指标之一。低副瓣电平意味着减少了干扰，提高了无线通信系统性能。但是上述报道的金属波导双极化缝隙天线沿极化面具有相对较高的SLL(约-13分贝)。

目前，实现低SLL的第一种方法是幅度渐变，它采用不等幅同相馈电网络来实现理想的幅值分布。然而，不等幅同相馈电网络中采用的不等功率分配器和相位补偿结构使整个馈电网络进一步复杂化。特别是对于上述报道的金属波导双极化缝隙天线，应在两个全共馈馈电网络中应用幅度渐变方法，但是在有限的空间内实现两个全共馈馈电网络的布局非常困难。此外，利用幅度渐变幅度渐变来实现低SLL会牺牲天线的效率。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种在具有较宽的相对（阻抗）带宽的同时，具有超低SLL，简单馈电结构，较高的天线效率的全金属宽带双极化缝隙天线。

本发明解决上述技术问题所采用的技术方案为：一种全金属宽带双极化缝隙天线，包括按照从上到下层叠的CTS辐射缝隙层和馈电网络，所述的馈电网络包括按照从上到下层叠的垂直双脊波导功分器层、第一1分16同轴功分器层和第二1分16同轴功分器层，所述的第一1分16同轴功分器层用于接入11-15GHz频率的TE

所述的垂直双脊波导功分器层包括第二金属板、第三金属板、第四金属板以及32个1分4垂直双脊波导功分器，每个1分4垂直双脊波导功分器分别包括双脊波导功分器主体结构、一个输入端口和四个输出端口，32个1分4垂直双脊波导功分器等分为两组，每组具有16个1分4垂直双脊波导功分器，第一组16个1分4垂直双脊波导功分器按4行4列方式均匀间隔分布，其行方向沿前后方向，列方向沿左右方向，第二组16个1分4垂直双脊波导功分器按4行4列方式均匀间隔分布，其行方向沿前后方向，列方向沿左右方向，第2组16个1分4垂直双脊波导功分器的第m行位于第1组16个1分4垂直双脊波导功分器的第m行和第m+1行之间，m=1，2，3，第2组16个1分4垂直双脊波导功分器的第4行位于第1组16个1分4垂直双脊波导功分器的第4行后侧，第1组16个1分4垂直双脊波导功分器中位于第h行第f列的1分4垂直双脊波导功分器与第2组16个1分4垂直双脊波导功分器中位于第h行第f列的1分4垂直双脊波导功分器对置设置，即第1组16个1分4垂直双脊波导功分器中位于第h行第f列的1分4垂直双脊波导功分器沿水平面转动180度，通过左右平移和前后平移能够与第2组16个1分4垂直双脊波导功分器中位于第h行第f列的1分4垂直双脊波导功分器完全重合，h=1，2，3，4，f=1，2，3，4；每个所述的1分4垂直双脊波导功分器均由一个H面T形功分器和两个E面T形功分器连接而成，所述的H面T形功分器位于两个E面T形功分器的中间，所述的H面T形功分器包括H面T形功分器主体结构、一个输入端口和两个输出端口，所述的H面T形功分器主体结构用于将所述的H面T形功分器的输入端口接入的电磁波分为两路在所述的H面T形功分器的两个输出端口一一对应输出，所述的E面T形功分器包括E面T形功分器主体结构、一个输入端口和两个输出端口，所述的E面T形功分器主体结构用于将所述的E面T形功分器的输入端口接入的电磁波分为两路在所述的E面T形功分器的两个输出端口一一对应输出，所述的H面T形功分器的输入端口作为所述的1分4垂直双脊波导功分器的输入端口，所述的H面T形功分器的两个输出端口与两个E面T形功分器的输入端口一一对应连接，两个E面T形功分器的四个输出端口作为所述的1分4垂直双脊波导功分器的四个输出端口，H面T形功分器主体结构、两个E面T形功分器主体结构、所述的H面T形功分器的两个输出端口以及两个E面T形功分器的输入端口连接构成所述的所述的1分4垂直双脊波导功分器的的双脊波导功分器主体结构；每个所述的1分4垂直双脊波导功分器中，其输入端口设置在所述的第四金属板上，其四个输出端口均通过多级阶梯延伸到所述的第二金属板的上端面上，两个E面T形功分器的E面T形功分器主体结构设置在所述的第三金属板上，H面T形功分器的H面T形功分器主体结构设置在所述的第四金属板上，每个所述的1分4垂直双脊波导功分器中位于所述的第二金属板上的部分作为其上部，位于所述的第三金属板上的部分作为其中部，位于所述的第四金属板上的部分作为其下部，其中，第一组16个1分4垂直双脊波导功分器具有的64个输出端口与64个第一CTS辐射缝隙一一对应上下对接，用于将64路TE

第一组16个1分4垂直双脊波导功分器中，每个1分4垂直双脊波导功分器的垂直双脊波导功分器主体结构与其输出端口的连接处弯曲设置，第二组16个1分4垂直双脊波导功分器中，每个1分4垂直双脊波导功分器的垂直双脊波导功分器主体结构与其输出端口的连接处弯曲设置，以使所述的垂直双脊波导功分器层结构更为紧凑。

与现有技术相比，本发明的优点在于本发明通过第一金属板、用于生成+45°极化波辐射出去的第一CTS辐射缝隙阵列和用于生成-45°极化波辐射出去的第二CTS辐射缝隙阵列构成CTS辐射缝隙层，第一CTS辐射缝隙阵列由开设在第一金属板上表面的64个第一CTS辐射缝隙按照8行8列均匀间隔分布构成，第二CTS辐射缝隙阵列由开设在第一金属板上表面的64个第二CTS辐射缝隙按照8行8列均匀间隔分布构成，第一CTS辐射缝隙阵列中的64个第一CTS辐射缝隙与第二CTS辐射缝隙阵列中的64个第二CTS辐射缝隙交错设置，互不干涉，第一CTS辐射缝隙阵列中的64个第一CTS辐射缝隙与第二CTS辐射缝隙阵列中的64个第二CTS辐射缝隙之间形成多个交错区域，每个交错区域处分别设置有一个金属组件，且该金属组件与其周围的第一CTS辐射缝隙和第二CTS辐射缝隙均不相交，每个金属组件分别包括同轴设置的第一正方体金属块和第二正方体金属块，第一正方体金属块的边长大于第二正方体金属块的边长，第一正方体金属块的下端面与第一金属板的下端面固定且两者贴合，第二正方体金属块位于第一正方体金属块的上方，第二正方体金属块的下端面与第一正方体金属块的上端面固定且两者贴合，通过从上到下层叠垂直双脊波导功分器层、第一1分16同轴功分器层和第二1分16同轴功分器层构成馈电网络，第一1分16同轴功分器层用于接入11-15GHz频率的TE

附图说明

图1为本发明的全金属宽带双极化缝隙天线的局部剖视图；

图2为本发明的全金属宽带双极化缝隙天线的CTS辐射缝隙层的结构示意图；

图3为本发明的全金属宽带双极化缝隙天线的垂直双脊波导功分器层的第一1分16同轴功分器层的结构示意图；

图4为本发明的全金属宽带双极化缝隙天线的垂直双脊波导功分器层的第二1分16同轴功分器层的结构示意图；

图5为本发明的全金属宽带双极化缝隙天线的垂直双脊波导功分器层的上部的结构示意图；

图6为本发明的全金属宽带双极化缝隙天线的垂直双脊波导功分器层的中部的结构示意图；

图7为本发明的全金属宽带双极化缝隙天线的垂直双脊波导功分器层的下部的结构示意图；

图8为本发明的全金属宽带双极化缝隙天线在+45极化方向增益和天线效率仿真和测量图；

图9为本发明的全金属宽带双极化缝隙天线在-45极化方向增益和天线效率仿真和测量图；

图10为本发明的全金属宽带双极化缝隙天线在+45°极化方向反射系数的仿真和测量曲线图；

图11为本发明的全金属宽带双极化缝隙天线在-45°极化方向反射系数的仿真和测量图；

图12为本发明的全金属宽带双极化缝隙天线13GHz频率下 E面+45度极化方向的仿真和测量的归一化辐射图；

图13为本发明的全金属宽带双极化缝隙天线13GHz频率下 H面+45度极化方向的仿真和测量的归一化辐射图；

图14为本发明的全金属宽带双极化缝隙天线13GHz频率下 E面-45度极化方向的仿真和测量的归一化辐射图；

图15为本发明的全金属宽带双极化缝隙天线13GHz频率下 H面-45度极化方向的仿真和测量的归一化辐射图。

具体实施方式

以下结合附图实施例对本发明作进一步详细描述。

实施例：如图1至图4所示，一种全金属宽带双极化缝隙天线，包括按照从上到下层叠的CTS辐射缝隙层1和馈电网络，馈电网络包括垂直双脊波导功分器层2、第一1分16同轴功分器层3和第二1分16同轴功分器层4，第一1分16同轴功分器层3用于接入11-15GHz频率的TE

本实施例中，如图5至图7所示，垂直双脊波导功分器层2包括第二金属板9、第三金属板10、第四金属板11以及32个1分4垂直双脊波导功分器，每个1分4垂直双脊波导功分器分别包括双脊波导功分器主体结构、一个输入端口和四个输出端口，32个1分4垂直双脊波导功分器等分为两组，每组具有16个1分4垂直双脊波导功分器，第一组16个1分4垂直双脊波导功分器按4行4列方式均匀间隔分布，其行方向沿前后方向，列方向沿左右方向，第二组16个1分4垂直双脊波导功分器按4行4列方式均匀间隔分布，其行方向沿前后方向，列方向沿左右方向，第2组16个1分4垂直双脊波导功分器的第m行位于第1组16个1分4垂直双脊波导功分器的第m行和第m+1行之间，m=1，2，3，第2组16个1分4垂直双脊波导功分器的第4行位于第1组16个1分4垂直双脊波导功分器的第4行后侧，第1组16个1分4垂直双脊波导功分器中位于第h行第f列的1分4垂直双脊波导功分器与第2组16个1分4垂直双脊波导功分器中位于第h行第f列的1分4垂直双脊波导功分器对置设置，即第1组16个1分4垂直双脊波导功分器中位于第h行第f列的1分4垂直双脊波导功分器沿水平面转动180度，通过左右平移和前后平移能够与第2组16个1分4垂直双脊波导功分器中位于第h行第f列的1分4垂直双脊波导功分器完全重合，h=1，2，3，4，f=1，2，3，4；每个1分4垂直双脊波导功分器均由一个H面T形功分器和两个E面T形功分器连接而成，H面T形功分器位于两个E面T形功分器的中间，H面T形功分器包括H面T形功分器主体结构12、一个输入端口和两个输出端口，H面T形功分器主体结构12用于将H面T形功分器的输入端口接入的电磁波分为两路在H面T形功分器的两个输出端口一一对应输出，E面T形功分器包括E面T形功分器主体结构13、一个输入端口和两个输出端口，E面T形功分器主体结构13用于将E面T形功分器的输入端口接入的电磁波分为两路在E面T形功分器的两个输出端口一一对应输出，H面T形功分器的输入端口作为1分4垂直双脊波导功分器的输入端口14，H面T形功分器的两个输出端口与两个E面T形功分器的输入端口一一对应连接，两个E面T形功分器的四个输出端口作为1分4垂直双脊波导功分器的四个输出端口15，H面T形功分器主体结构12、两个E面T形功分器主体结构13、H面T形功分器的两个输出端口以及两个E面T形功分器的输入端口连接构成1分4垂直双脊波导功分器的的双脊波导功分器主体结构；每个1分4垂直双脊波导功分器中，其输入端口14设置在第四金属板11上，其四个输出端口15均通过多级阶梯延伸到第二金属板9的上端面上，两个E面T形功分器的E面T形功分器主体结构13设置在第三金属板10上，H面T形功分器的H面T形功分器主体结构12设置在第四金属板11上，每个1分4垂直双脊波导功分器中位于第二金属板9上的部分作为其上部，位于第三金属板10上的部分作为其中部，位于第四金属板11上的部分作为其下部，第二金属板9及其上结构构成垂直双脊波导功分器层2的上部，第三金属板10及其上结构构成垂直双脊波导功分器层2的中部，第四金属板11及其上结构构成垂直双脊波导功分器层2的下部，其中，第一组16个1分4垂直双脊波导功分器具有的64个输出端口与64个第一CTS辐射缝隙6一一对应上下对接，用于将64路TE

本实施例中，第一组16个1分4垂直双脊波导功分器中，每个1分4垂直双脊波导功分器的垂直双脊波导功分器主体结构与其输出端口的连接处弯曲设置，第二组16个1分4垂直双脊波导功分器中，每个1分4垂直双脊波导功分器的垂直双脊波导功分器主体结构与其输出端口的连接处弯曲设置，以使垂直双脊波导功分器层2结构更为紧凑。

本实施例中，第一CTS辐射缝隙6、第二CTS辐射缝隙7、第一1分16同轴功分器32、第二1分16同轴功分器42、H面T形功分器和两个E面T形功分器分别采用现有技术中的成熟技术实现。

本发明的全金属宽带双极化缝隙天线的工作原理为：当全金属宽带双极化缝隙天线实现+45°极化波发射功能时，第一1分16同轴功分器层3接入11-15GHz频率的TE

为验证本发明的全金属宽带双极化缝隙天线优异性能，对本发明的全金属宽带双极化缝隙天线进行仿真和测试。其中，本发明的全金属宽带双极化缝隙天线在+45极化方向增益和天线效率仿真和测量图如图8所示，本发明的全金属宽带双极化缝隙天线在-45极化方向增益和天线效率仿真和测量曲线图如图9所示，本发明的全金属宽带双极化缝隙天线在+45°极化方向反射系数的仿真和测量曲线图如图10所示，本发明的全金属宽带双极化缝隙天线在-45°极化方向反射系数的仿真和测量图如图11所示，本发明的全金属宽带双极化缝隙天线13GHz频率下 E面+45度极化方向的仿真和测量的归一化辐射图如图12所示，本发明的全金属宽带双极化缝隙天线13GHz频率下 H面+45度极化方向的仿真和测量的归一化辐射图如图13所示，本发明的全金属宽带双极化缝隙天线13GHz频率下 E面-45度极化方向的仿真和测量的归一化辐射图如图14所示，本发明的全金属宽带双极化缝隙天线13GHz频率下 H面-45度极化方向的仿真和测量的归一化辐射图如图15所示。

分析图8和图9可知，本发明的全金属宽带双极化缝隙天线测量的峰值增益在24.7至27.3 dBi和24.8至27.3 d Bi的范围内，而仿真值在25.4至27.8 d Bi和25.5至27.9 dBi范围内变化，两者相差约0.6 dB。而造成仿真结果与测量结果之间的差异的主要原因是由制造公差、装配和测量误差引起的，由此，本发明仿真和实测的增益基本一致。两种极化方向的仿真方向性分别为25.7–27.9 dBi和25.7–27.9 dBi。基于测量的增益和仿真的方向性，计算的天线效率在两种极化方向下都超过79.4%；基于仿真方向性和天线孔径大小计算的孔径效率优于73.2%，由此可知本发明具有高效率。

分析图10和图11可知，本发明的全金属宽带双极化缝隙天线在11-15 GHz（相对带宽为30.8%）的期望频率范围内，+45°-和-45°-pol的测量反射系数分别小于-9.6 dB和-10.1 dB。最差的测量值都出现在11GHz。相反，在同一频带内，仿真的反射系数分别小于-11.9 dB和10.9 dB。微小的差异主要是由制造公差和装配误差引起的。由此，本发明仿真和实测的反射系数基本一致，本发明具有宽带宽。

图12至图15中，辐射图绘制在E和H平面中，而不是xozand-yoz平面中，在无光栅的稳定辐射图中获得了整个频带的波瓣。分析图12至图15可知，测量结果与仿真结果吻合良好。同时，两种极化方向也实现了一致的特性。对于±45°极化方向，在E和H平面中实现了低于-25.2 dB的低SLL。

综上所述，本发明的全金属宽带双极化缝隙天线在11-15GHz频段内，仿真和测量之间取得了良好的一致性。此外，本发明的全金属宽带双极化缝隙天线具有稳定的辐射方向图，并且在同一频带上没有光栅瓣。宽带、低SLL和双极化使本发明的全金属宽带双极化缝隙天线成为各种无线系统（如点对点和卫星通信）的理想选择。