异步电机无速度传感器矢量控制方法及系统

技术领域

本发明涉及电机控制技术领域，尤其是涉及异步电机无速度传感器矢量控制方法及系统。

背景技术

在运动控制系统中，无速度传感器控制技术是通过检测定子电压、电流等容易检测到的物理量对电机转速进行估计，从而降低调速系统成本，提高电机工作的可靠性。其中，模型参考自适应系统(model reference adaptive system，MRAS)具有自适应反应快、鲁棒性强、可行性高等特点，因此被广泛应用在电机的转速估计方案中。

但是，传统的基于MRAS的异步电机无速度传感器控制方案中，大部分是采用在转子磁链定向的两相静止坐标系下，以转子磁链电压模型作为参考模型，以转子磁链电流模型作为可调模型，实现对异步电机转速的估算。但是，由于静止坐标系下的转子磁链电流模型和转子磁链电压模型的状态变量为交流量，离散化后转子转速波动较大，收敛精度较低，导致对异步电机转速的估算精度较低。

为了解决静止坐标系下异步电机转速估算精度较低的问题，一些研究人员提出了一种半同步半静止坐标系的控制方案，即以同步旋转坐标系下的转子电流模型和静止坐标系下的定子电压模型作为可调模型，以感应电机本身为参考模型，通过定子磁链定向方法估算出异步电机转速，然而这种方案的控制策略仍停留于静止坐标系下的算法，定子电压模型的状态变量仍为交流量，依然存在转子转速波动较大的问题。

因此，现有的异步电机无速度传感器控制方法，均存在对异步电机转速估算精度较低的问题，无法满足对估算精度要求较高的场合。

发明内容

为了提高异步电机转速估算的精度，本申请提供一种异步电机无速度传感器矢量控制方法及系统。

第一方面，本申请提供一种异步电机无速度传感器矢量控制方法，采用如下的技术方案：异步电机无速度传感器矢量控制方法，包括：

根据同步旋转坐标系下，定子d轴的电机实际输出电流分量i

根据同步旋转坐标系下转子d轴和q轴的磁链分量与转子位置的关系方程，使转子磁场估算角度

通过采用上述技术方案，在同步坐标系下以转子磁链电流模型作为参考模型，以转子磁链电压模型作为可调模型，运用同步坐标系下的转子磁链定向的原理及公式推导出转差角速度、转子转速、转子磁场角度的估算值，提高了电机转速的估算精度。

在一个具体的可实施方案中，所述电流模型为：

其中：

通过采用上述技术方案，电流模型简化了变量，使定子d轴的电流分量i

在一个具体的可实施方案中，根据所述电流模型得到转差估算角速度

其中：i

通过采用上述技术方案，根据电流模型得到转子d轴的磁链估算分量

在一个具体的可实施方案中，所述电压模型为：

其中：Ψ

L

u

R

i

为旋转磁场估算转速；

K

通过采用上述技术方案，电压模型中包含了转速反馈，即旋转磁场估算转速

在一个具体的可实施方案中，所述同步旋转坐标系下转子d轴和q轴的磁链分量与转子位置的关系方程为：

其中：Ψ

在一个具体的可实施方案中，所述转子估算转速

其中：k

通过采用上述技术方案，由电压模型下转子q轴的磁链估算分量Ψ

在一个具体的可实施方案中，根据所述转子估算转速

通过采用上述技术方案，由转子估算转速

第二方面，本申请提供的异步电机无速度传感器矢量控制系统，采用如下的技术方案：

所述控制系统采用上述所述的控制方法，所述控制系统包括电流模型单元、电压模型单元、PI控制单元、积分单元；

所述电流模型单元，用于根据同步旋转坐标系下，定子d轴的电机实际输出电流分量i

所述电压模型单元，用于根据同步旋转坐标系下，定子d轴的目标电压分量u

所述PI控制单元，用于根据同步旋转坐标系下转子d轴和q轴的磁链分量与转子位置的关系方程，使转子磁场估算角度

所述积分单元，用于获取所述转子估算转速

通过采用上述技术方案，该控制系统通过电流模型单元、电压模型单元、PI控制单元和积分单元，并采用上述控制方法，得到了转差角速度、转子转速、转子磁场角度的估算值，估算精度较高。

在一个具体的可实施方案中，所述控制系统还包括转速环、速度环、第一转换单元、SVPWM单元、逆变器、第二转换单元，异步电机分别与逆变器和第二转换单元连接；

所述转速环与PI控制单元连接，用于接收PI控制单元输出的转子估算转速

所述速度环与PI控制单元连接，用于接收PI控制单元输出的转子估算转速

所述第一转换单元与积分单元连接，用于接收积分单元输出的转子磁场估算角度

所述SVPWM单元，用于通过空间矢量脉宽调制，根据所述静止坐标系下定子的目标电压输出对应脉冲信号至逆变器；

所述逆变器，用于接收给定的直流电压U

异步电机根据所述三相交流电，输出对应的ABC三轴电流分量至第二转换单元，所述ABC三轴电流分量包括i

所述第二转换单元与积分单元连接，用于接收积分单元输出的转子磁场估算角度

所述第二转换单元还与电流模型单元、电压模型单元连接，用于将所述定子d轴的电机实际输出电流i

通过采用上述技术方案，将该控制系统应用到异步电机的控制中，使异步电机按照给定的目标转速运动，提高了异步电机的运行精度。

在一个具体的可实施方案中，所述同步旋转坐标系下定子的目标电流包括定子d轴的目标电流分量I

综上所述，本申请的技术方案至少包括以下有益技术效果：

1、在同步坐标系下以转子磁链电流模型作为参考模型，以转子磁链电压模型作为可调模型，运用同步坐标系下的转子磁链定向的原理及公式推导出转差角速度、转子转速、转子磁场角度的估算值，提高了电机转速的估算精度。

2、电流模型简化了变量，解决了强耦合的异步电机调速问题，提高了参考模型的准确度；电压模型包含了转速反馈、并且增加了转子磁链值的纯积分反馈补偿修正参数K

附图说明

图1是本申请实施例中，同步旋转坐标系下异步电机无速度传感器的控制方法流程图。

图2是本申请实施例中，同步旋转坐标系下异步电机无速度传感器的控制系统结构示意图。

图3是本申请实施例中，同步旋转坐标系下异步电机无速度传感器的控制系统，转子估算转速与电机实际输出值的对比仿真图。

图4是本申请实施例中，同步旋转坐标系下异步电机无速度传感器的控制系统，定子估算角度与电机实际输出值的对比仿真图。

图5是本申请实施例中，同步旋转坐标系下异步电机无速度传感器的控制系统，转子估算磁链与电机实际输出值的对比仿真图。

图6是本申请实施例中，三种模型分别在低速、低速带载、高速带载情况下，定子d轴和q轴的电流波形的仿真图。

图7是本申请实施例中，三种模型分别在低速、低速带载、高速带载情况下，电机转速估算的稳态误差仿真图。

图8是本申请实施例中，三种模型在突加20Nm的负载扭矩情况下，电机转速估算的动态响应仿真图。

附图标记说明：

1、电流模型单元；2、电压模型单元；3、PI控制单元；4、积分单元；5、转速环；6、速度环；7、第一转换单元；8、SVPWM单元；9、逆变器；10、第二转换单元。

具体实施方式

为使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本申请实施方式作进一步地详细说明。

新能源电动汽车的发展离不开对电机控制技术的研究，目前主流的搭载于电动汽车的电机分为永磁同步电机和感应异步电机，异步电机具有成本低、转速范围广、耐用及维护简单等优点，因此，新能源电动汽车的转向助力油泵以及空压打气泵普遍采用小型的异步电机驱动，但是在小体积的异步电机中安装转速传感器，又存在安装难度大、故障率高、成本高等问题，因此，在小体积的异步电机中使用无速度传感器控制技术，具有较好的发展前景。

异步电机无速度传感器的控制方法分为矢量控制与标量控制，标量控制较为传统，控制效率没有矢量控制高。本申请提供的一种异步电机无速度传感器矢量控制方法及系统，其中，矢量控制是将异步电机的转子电流矢量分解为产生磁场的电流分量(励磁电流)和产生转矩的电流分量(转矩电流)分别加以控制，并同时控制两分量间的幅值和相位，通过本申请的控制方法，可以提高无速度传感器对异步电机转速估算的精度。

传统的模型参考自适应的异步电机无速度传感器控制方法，采用在转子磁链定向的两相静止坐标系下，以转子磁链电压模型作为参考模型，以转子磁链电流模型作为可调模型，得到转子估算转速和磁场估算角度，具体过程如下：

S110：静止坐标系下异步电机定子、转子磁链方程为：

其中，Ψ

静止坐标系下异步电机定子电压方程为：

其中，U

S120：根据式(2)可以得到定子磁链与定子电压的关系式：

根据式(1)可以得到转子磁链与定子磁链的关系式：

其中σ为漏感系数，

S130：根据式(3)和式(4)，可以得到静止坐标系下转子磁链电压模型：

根据式(3)和式(4)，还可以得到静止坐标系下转子磁链电流模型：

其中，T

S140：将静止坐标系下转子磁链电压模型(即式(5))作为参考模型，将静止坐标系下转子磁链电流模型(即式(6))作为可调模型，根据该参考模型和可调模型，计算出转子估算转速和磁场估算角度(即磁场的估算位置)。

但是，上述方法中，一方面，由于静止坐标系下的转子磁链电流模型和转子磁链电压模型的状态变量均为交流量，离散化后转子转速波动大，导致转子转速估算和磁场角度估算(即磁场位置的估算)精度低；另一方面，静止坐标系下电压模型使用的纯积分环节存在初始值误差和直流偏置，且在电机低速转动时，定子电阻压降会使系统的部分极点临近于复平面虚轴，导致在受外界干扰的情况下，系统易产生振荡，转子转速波动大，系统稳定性和鲁棒性差。因此，静止坐标系下的转子磁链电压模型存在一定的误差和局限性，且不适用于低速控制。

本申请的异步电机无速度传感器矢量控制方法，则是在同步旋转坐标系下，以转子磁链电流模型作为参考模型，以转子磁链电压模型作为可调模型，通过运用同步旋转坐标系下转子磁链定向原理及公式推导出转差角速度、转子转速、转子磁场角度的估算值，其中转子转速的估算值就是电机转速的估算值，具体过程如下：

S210：同步旋转坐标系下的异步电机定子磁链方程和转子磁链方程为：

其中，Ψ

同步旋转坐标系下的异步电机定子电压方程为：

其中，u

S220：根据式(7)和式(8)，推导出同步旋转坐标系下转子磁链电流模型：

其中：

将同步旋转坐标系下的转子磁链电流模型作为参考模型，当同步旋转坐标系的d轴与转子磁链方向一致时，转子d轴的磁链分量等于转子磁链总量，转子q轴的磁链分量为零，此时定子d轴的电流分量是唯一确定转子磁链的稳态值，由此可以看出，式(9)的电流模型简化了变量，解决了强耦合的异步电机调速问题，提高了参考模型的准确度。

根据式(9)可知：同步旋转坐标系下转子磁链电流模型包括定子d轴的电机实际输出电流分量i

由于该电流模型为同步旋转坐标系的d轴与转子磁链方向一致的情况，i

S230：根据式(9)的电流模型，得到转子d轴的磁链估算分量

其中：i

S240：根据式(7)和式(8)，得到定子电压与转子磁链的关系式：

其中，u

根据式(11)，推导出同步旋转坐标系下转子磁链电压模型为：

其中，Ψ

根据式(12)可知：同步旋转坐标系下转子磁链电压模型中包括同步旋转坐标系下定子d轴的目标电压分量u

由于同步旋转坐标系下转子磁链电压模型包含了转速反馈，即式(12)中包括了转子磁场转速

S250：同步旋转坐标系下转子d轴和q轴的磁链分量和转子位置的关系式为：

其中，Ψ

根据式(13)可知，当转子磁场估算角度与转子磁场实际角度一致时，角度误差

具体的，转子估算转速

其中，k

S260：根据式(10)得到的转差估算角速度

对旋转磁场估算转速

其中，

至此，通过本申请的控制方法，已经得到了转子估算转速

本申请中的异步电机无速度传感器矢量控制系统，该控制系统采用了前述异步电机无速度传感器矢量控制方法，该控制系统包括电流模型单元1、电压模型单元2、PI控制单元3、积分单元4、转速环5、速度环6、第一转换单元7、SVPWM单元8、逆变器9、第二转换单元10，其中，异步电机分别与逆变器9和第二转换单元10连接，本申请中控制系统各单元的功能如下：

电流模型单元1，根据同步旋转坐标系下，定子d轴的电机实际输出电流分量i

电压模型单元2，根据同步旋转坐标系下，定子d轴的目标电压分量u

PI控制单元3，根据同步旋转坐标系下转子d轴和q轴的磁链分量与转子位置的关系方程，使转子磁场估算角度

积分单元4，获取转子估算转速

转速环5与PI控制单元3连接，用于接收PI控制单元3输出的转子估算转速

具体的，上述同步旋转坐标系下定子的目标电流包括定子d轴的目标电流分量I

速度环6与PI控制单元3连接，接收PI控制单元3输出的转子估算转速

第一转换单元7与积分单元4连接，接收积分单元4输出的转子磁场估算角度

进一步的，上述第一转换单元7为2r/2s变换，即从两相旋转坐标系到两相静止坐标系的转换。

具体的，上述静止坐标系下定子的目标电压包括定子α轴的目标电压分量u

SVPWM单元8，SVPWM为空间矢量脉宽调制，SVPWM单元8根据静止坐标系下定子的目标电压输出对应脉冲信号至逆变器9；

逆变器9，接收给定的直流电压U

异步电机根据三相交流电，输出对应的ABC三轴电流分量至第二转换单元10，其中，ABC三轴电流分量包括i

第二转换单元10与积分单元4连接，接收积分单元4输出的转子磁场估算角度

第二转换单元10还与电流模型单元1、电压模型单元2连接，将定子d轴的电机实际输出电流i

进一步的，上述第二转换单元10为3r/2r变换，即从三相旋转坐标系到两相旋转坐标系的转换。

参照图3～图8，为在MATLAB/Simulink环境下搭建仿真模型，采用本申请的控制方法进行异步电机转速、位置和磁链的估算值的控制仿真验证，异步电机的参数如表1所示：

表1

仿真模型进行了同步旋转坐标系下的离散化，系统采样频率8kHz，转速环中PI控制参数K

图3～图5的仿真图为采用本申请的控制模型对异步电机转速、位置和磁链的估算值等进行仿真，是在以下情况下得到的：在给定转速从初始静止状态迅速上升至167.5rad/min，之后迅速上升至额定转速，在期间突加20Nm的负载扭矩。

参照图3，为采用本申请的控制模型，转子估算转速(即电机估算转速)与电机实际输出值的对比图，由图可以看出：电机估算转速跟踪轨迹与实际转速基本吻合，转速上升下降平滑，响应速度快，实际转速在低速时与给定转速的误差为1.5rad/min，高速情况下误差为0.5rad/min实现了高估算精度，能及时跟踪动态系统的参数变化。

参照图4，为采用本申请的控制模型，定子估算角度与电机实际输出值的对比图，由图可以看出：在不同转速、负载下定子估算角度的幅值和相位轨迹与实际角度保持一致，在突加负载时系统可以在0.17秒内收敛至稳态，估算值因在离散化数字控制系统中，与实际值相差一个采样周期造成频率节拍的误差忽略不计。

参照图5，为采用本申请的控制模型，转子估算磁链与电机实际输出磁链的对比图，由图可以看出：除电机突加负载时转子磁链估算值与实际值有1.7％误差以外，正常运行时磁链估算和实际基本吻合，适用于各种转速情况。

图6～图8的仿真结果为电机参数、转速环PI控制参数及电流解耦模型等条件完全相同的情况下，对静止坐标系下传统控制模型(模型一)、半同步半静止坐标系下控制模型(模型二)、以及本申请同步旋转坐标系下MRAS控制模型(模型三)的仿真结果进行对比.参照图6，为三种模型分别在低速、低速带载、高速带载情况下，定子d轴和q轴的电流波形的仿真结果。由图可以看出：本申请同步旋转坐标系下MRAS控制模型(模型三)在启动、突加负载时的突变电流小，均方根误差为0.1608，稳定运行时电流波动幅度最小。

参照图7，为三种模型分别在低速、低速带载、高速带载情况下，电机转速估算的稳态误差仿真结果，虚线表示电机实际转速，实线表示电机估算转速由图可以看出：本申请同步旋转坐标系下MRAS控制模型(模型三)的转速估算波动最小。

参照图8，为三种模型在突加20Nm的负载扭矩情况下，电机转速估算的动态响应仿真结果，虚线表示电机实际转速，实线表示电机估算转速，由图可以看出：本申请同步旋转坐标系下MRAS控制模型(模型三)进入稳态时间为0.1707秒，动态响应速度最快。

三种模型电机转速估算数据对比如表2，本申请同步旋转坐标系下MRAS控制模型(模型三)与其他两种控制模型相比，在低速、低速带载和高速带载的情况下振动幅度最小，本申请同步旋转坐标系下MRAS控制模型(模型三)在这三种情况下的相对稳态误差分别为1.637％、3.222％及1.163％，均方根差分别为1.993、2.933及2.416，相对稳态误差和均方根差均为最小。

表2

以上仿真实验结果表明，本申请同步旋转坐标系的控制方法具有更准确的估算精度和更快的收敛速度，估算的转速误差低，动态跟踪速度快，提高了异步电机转子磁链、转速以及位置的估算精度，适用于新能源汽车的实际应用要求。

以上均为本申请的较佳实施例，并非依此限制本申请的保护范围，故：凡依本申请的结构、形状、原理所做的等效变化，均应涵盖于本申请的保护范围之内。