基于数字欠采样的混频脉冲式激光雷达电路及测距方法

技术领域

本发明涉及集成电路芯片设计技术领域，尤其涉及基于数字欠采样的混频脉冲式激光雷达电路及测距方法。

背景技术

激光雷达测距是一种非接触测距方法，其测距原理是通过系统驱动激光二极管(Laser diode，LD)发射激光脉冲照射目标物，并利用光电二极管(Photo diode，PD)接收目标物反射的光信号。系统测量激光发射与反射的时间差，即激光的飞行时间(Time-of-flight，ToF)，并结合光速c这一常数可计算得到系统与目标物之间的距离d，即d＝0.5c*ToF，由此公式可知，当d＝15厘米时，相应的ToF＝1纳秒；当d＝1厘米时，相应的ToF≈66.7皮秒，因此，欲实现1厘米的测量精度，传统方案的时间测量精度须达到66.7皮秒，这对于现有的成熟制成的芯片来说具有非常大的设计挑战，而现有的激光雷达系统采用正弦信号调制激光信号，并也曾提出混频方案降低系统设计难度。但是，该方法采用正弦信号进行激光调制，电路与系统的复杂度较高，具有较高的系统功耗开销。此外，该方法需对具有一定频率差的两个正弦信号进行混频，其所需的高保真混频电路设计复杂，功耗较高，批量生产过程中较难保证一致性，因而具有较高的设计与制造成本。

发明内容

为了解决上述技术问题，本发明的目的是提供基于数字欠采样的混频脉冲式激光雷达电路及测距方法，能够通过放大脉冲激光信号的飞行时间实现更高精度的测量并降低时间测量电路的设计难度。

本发明所采用的第一技术方案是：基于数字欠采样的混频脉冲式激光雷达电路，包括激光驱动电路模块、激光二极管模块、像素电路模块和全局时钟模块，所述激光二极管模块的输出端输出激光脉冲信号，所述激光二极管模块的输入端与所述激光驱动电路模块的输出端连接，所述激光驱动电路模块的输入端与所述全局时钟模块的输出端连接，所述全局时钟模块的输出端与所述像素电路模块的输入端连接，所述像素电路模块的输出端输出测距信息，其中：

所述激光驱动电路模块用于接收驱动信号并进行放大处理；

所述激光二极管模块用于接收放大后的驱动信号并进行转换处理，生成激光脉冲信号并发射至目标物；

所述全局时钟模块用于产生高频时钟信号和本振信号；

所述像素电路模块用于接收所述目标物反射的反射信号、所述高频时钟信号和所述本振信号并进行欠采样混频处理，输出目标物与所述激光二极管模块之间的距离信息。

进一步，所述全局时钟模块还包括64倍频锁相环模块和63倍分频器模块，所述64倍频锁相环模块和所述63倍分频器模块之间为电性连接，其中：

所述64倍频锁相环模块用于获取所述驱动信号并将其作为产生所述高频时钟信号的参考时钟；

所述64倍频锁相环模块用于产生所述高频时钟信号并传输至所述像素电路模块；

所述63倍分频器模块用于产生所述本振信号并传输至所述像素电路模块。

进一步，所述像素电路模块还包括光电二极管模块、钳位保护电路模块、第一D触发器模块、第二D触发器模块、16位计数器模块、16位移位寄存器模块和串行外设接口控制器模块，所述光电二极管模块与所述钳位保护电路模块连接，所述钳位保护电路模块与所述第二D触发器模块连接，所述第二D触发器模块与所述第一D触发器模块连接，所述第一D触发器模块和所述第二D触发器模块与16位计数器模块连接，所述16位计数器模块与所述16位移位寄存器模块连接，所述16位移位寄存器模块与所述串行外设接口控制器模块连接，其中：

所述光电二极管模块用于接收所述目标物反射的反射信号并进行光电转换处理，生成接收脉冲信号；

所述钳位保护电路模块用于将所述接收脉冲信号固定于预设阈值范围内，生成过滤后的接收脉冲信号；

所述第一D触发器模块用于接收所述本振信号与所述驱动信号并进行欠采样处理，输出采样后的发射脉冲信号；

所述第二D触发器模块用于接收所述本振信号与所述过滤后的接收脉冲信号并进行欠采样处理，输出采样后的接收脉冲信号；

所述16位计数器模块用于接收所述高频时钟信号、采样后的发射脉冲信号和采样后的接收脉冲信号并进行时间测量，输出所述目标物与所述激光二极管模块之间的距离信息；

所述16位移位寄存器模块用于存储所述目标物与所述激光二极管模块之间的距离信息数据；

所述串行外设接口控制器模块用于接收所述目标物与所述激光二极管模块之间的距离信息并进行传输。

同时，本发明还提供一种基于数字欠采样的混频脉冲式激光雷达电路的测距方法，具体包括以下步骤：

所述激光驱动电路模块发射所述驱动信号至所述激光二极管模块；

所述激光二极管模块接收所述驱动信号并产生所述激光脉冲信号发射至所述目标物；

所述目标物接收所述激光脉冲信号并产生反射信号；

所述全局时钟模块产生所述高频时钟信号和所述本振信号；

所述像素电路模块接收所述目标物反射的反射信号、所述高频时钟信号和所述本振信号并进行欠采样混频处理，输出目标物与所述激光二极管模块之间的距离信息。

进一步，所述像素电路模块接收所述目标物反射的反射信号、所述高频时钟信号和所述本振信号并进行欠采样混频处理，输出目标物与所述激光二极管模块之间的距离信息这一步骤，其具体包括：

所述光电二极管接收所述目标物的反射信号并光电转换处理，输出接收脉冲信号；

所述钳位保护电路模块对所述接收脉冲信号进行过滤处理，得到过滤后的接收脉冲信号；

基于所述第一D触发器模块，对所述本振信号与所述驱动信号进行欠采样混频处理，得到采样后的发射脉冲信号；

基于所述第二D触发器模块，对所述本振信号与所述过滤后的接收脉冲信号进行欠采样混频处理，得到采样后的接收脉冲信号；

基于所述16位计数器模块，结合所述高频时钟信号、采样后的发射脉冲信号和采样后的接收脉冲信号，输出所述目标物与所述激光二极管模块之间的距离信息数据。

进一步，所述欠采样混频处理这一步骤，其具体包括：

将所述激光脉冲信号输入至所述第一D触发器模块的时钟输入端口，所述本振信号输入至所述第一D触发器模块的D输入端口，对所述本振信号与所述驱动信号进行欠采样混叠处理，所述第一D触发器模块的Q输出端口输出所述采样后的发射脉冲信号；

将所述过滤后的接收脉冲信号输入至所述第二D触发器模块的时钟输入端口，所述本振信号输入至所述第二D触发器模块的D输入端口，对所述本振信号与所述过滤后的接收脉冲信号进行欠采样混叠处理，所述第二D触发器模块的Q输出端口输出所述采样后的接收脉冲信号。

进一步，所述基于所述16位计数器模块，结合所述高频时钟信号、采样后的发射脉冲信号和采样后的接收脉冲信号，输出所述目标物与所述激光二极管模块之间的距离信息数据这一步骤，其具体包括：

根据所述采样后的发射脉冲信号和所述采样后的接收脉冲信号计算相位差值；

根据所述相位差值计算所述采样后的发射脉冲信号和所述采样后的接收脉冲信号之间的上升沿时间间隔；

根据所述相位差值与所述上升沿时间间隔，通过距离计算公式进行计算，得到所述目标物与所述激光二极管模块之间的距离信息数据。

进一步，所述相位差值的计算表达式具体如下所示：

ΔΦ＝2π*ToF*f

上式中，ΔΦ表示所述采样后的发射脉冲信号和所述采样后的接收脉冲信号的相位差值，ToF表示所述激光脉冲信号与所述接收脉冲信号之间的时间差，f

进一步，所述根据所述相位差值计算所述采样后的发射脉冲信号和所述采样后的接收脉冲信号之间的上升沿时间间隔的计算表达式具体如下所示：

上式中，t表示所述位差值计算所述采样后的发射脉冲信号和所述采样后的接收脉冲信号之间的上升沿时间间隔，f

进一步，所述距离计算公式的表达式具体如下所示：

d＝0.5c*ToF

上式中，d表示所述目标物与所述激光二极管模块之间的距离信息数据，c表示光速。

本发明电路及方法的有益效果是：本发明通过激光驱动电路模块驱动激光二极管模块发射激光脉冲信号并发射至目标物，目标物获取激光脉冲信号并反射对应的信号至像素电路模块，并通过全局时钟模块产生本振信号传输至像素电路模块，像素电路模块将激光脉冲信号与反射接收信号分别与本振信号进行混频采样，将激光脉冲信号与反射接收信号放大，进而脉冲信号的激光飞行时间被放大，经过欠采样过程的放大，同样实现1厘米的测量精度，对时间间隔t进行测量所需的精度得到降低，进一步降低了时间测量电路的设计难度。

附图说明

图1是本发明实施例基于数字欠采样的混频脉冲式激光雷达电路的结构示意图；

图2是本发明实施例基于数字欠采样的混频脉冲式激光雷达电路的测距方法的步骤流程示意图；

图3是本发明实施例基于D触发器进行时间间隔测量的原理示意图；

图4是本发明实施例发射脉冲信号与接收脉冲信号之间的数据流程原理示意图；

图5是本发明实施例400kHz激光脉冲信号与400kHz接收脉冲信号进行时间间隔测量的原理示意图；

图6是本发明实施例混频脉冲式激光雷达电路的信号传输的结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步的详细说明。对于以下实施例中的步骤编号，其仅为了便于阐述说明而设置，对步骤之间的顺序不做任何限定，实施例中的各步骤的执行顺序均可根据本领域技术人员的理解来进行适应性调整。

本发明数字欠采样的混频脉冲式激光雷达电路系统的基本原理是通过对目标物发射光脉冲信号(发射信号)，光通过物体表面反射后被系统中的光电二极管吸收，从而产生电信号(接收信号)被系统接受。系统中的时间测量电路通过测量发射信号与接收信号的时间间隔，并结合空气中的光速。通过计算d＝0.5c*ToF，即可得出被测物与本系统的距离，如图4中1个发射信号、1个光电二极管、1个时间测量电路及1个串行外设接口(从机)构成一个像素，测量数据通过串行外设接口送出，各像素及主机之间采用如图所示的菊花链拓扑连接，串行外设接口(主机)采集到各像素数据后，通过片上并行总线传输至距离信息处理(上位机)。

参照图1，本发明提供了基于数字欠采样的混频脉冲式激光雷达电路，包括激光驱动电路模块、激光二极管模块、像素电路模块和全局时钟模块，激光二极管模块的输出端输出激光脉冲信号，激光二极管模块的输入端与激光驱动电路模块的输出端连接，激光驱动电路模块的输入端与全局时钟模块的输出端连接，全局时钟模块的输出端与像素电路模块的输入端连接，像素电路模块的输出端输出测距信息，其中：

激光驱动电路模块用于接收25MHz驱动信号并进行放大处理；

激光二极管模块用于接收放大后的25MHz驱动信号并进行转换处理，生成25MHz激光脉冲信号并发射至目标物；

全局时钟模块用于产生1.6GHz高频时钟信号和25.4MHz本振信号；

具体地，全局时钟模块还包括64倍频锁相环模块和63倍分频器模块，64倍频锁相环模块和63倍分频器模块之间为电性连接，64倍频锁相环模块用于获取25MHz驱动信号并将其作为产生高频时钟信号的参考时钟；64倍频锁相环模块用于产生1.6GHz高频时钟信号并传输至像素电路模块；63倍分频器模块用于产生25.4MHz本振信号并传输至像素电路模块。

像素电路模块用于接收目标物反射的反射信号、1.6GHz高频时钟信号和25.4MHz本振信号并进行欠采样混频处理，输出目标物与激光二极管模块之间的距离信息。

具体地，像素电路模块还包括光电二极管模块、钳位保护电路模块、第一D触发器模块、第二D触发器模块、16位计数器模块、16位移位寄存器模块和串行外设接口控制器模块，光电二极管模块与钳位保护电路模块连接，钳位保护电路模块与第二D触发器模块连接，第二D触发器模块与第一D触发器模块连接，第一D触发器模块和第二D触发器模块与16位计数器模块连接，16位计数器模块与16位移位寄存器模块连接，16位移位寄存器模块与串行外设接口控制器模块连接，光电二极管模块用于目标物反射的反射信号并进行光电转换处理，生成接收脉冲信号，钳位保护电路模块用于将接收脉冲信号固定与预设阈值范围内，生成过滤后的接收脉冲信号；第一D触发器模块用于接收25.4MHz本振信号与25MHz驱动信号并进行欠采样处理，输出采样后的400kHz发射脉冲信号；第二D触发器模块用于接收25.4MHz本振信号与滤后的接收脉冲信号并进行欠采样处理，输出采样后的400kHz接收脉冲信号；16位计数器模块用于接收1.6GHz高频时钟信号、采样后的400kHz发射脉冲信号和采样后的400kHz接收脉冲信号并进行时间测量，输出目标物与激光二极管模块之间的距离信息；16位移位寄存器模块用于存储目标物与激光二极管模块之间的距离信息数据；串行外设接口控制器模块用于接收目标物与激光二极管模块之间的距离信息并进行显示。

参照图2和图6，基于数字欠采样的混频脉冲式激光雷达电路的测距方法，包括以下步骤：

S1、通过激光驱动电路模块发射驱动信号至激光二极管模块；

S2、激光二极管模块接收驱动信号并产生激光脉冲信号发射至目标物；

具体地，区别于传统的正弦波光信号调制，本发明中的发射信号仍然采用传统的脉冲调制。发射信号脉冲脉冲上升时间与下降时间均为1纳秒，脉冲的半高宽为3纳秒，脉冲发射的重复频率为25MHz。接收信号通过物体反射获得，其形貌与发射信号一致，因而通过光电二极管转换后得到的电信号也一致。由于光速较大，实际飞行时间非常短。根据距离计算公式d＝0.5c*ToF，需要分辨率67皮秒的时间测量电路才能达到1厘米的测量精度。因此，本系统引入D触发器欠采样技术，将发射信号与接收信号分别与25.4MHz本振信号进行混频，得到发射采样信号与接收采样信号。

S3、目标物接收激光脉冲信号并产生反射信号；

S4、光电二极管接收目标物的反射信号并光电转换处理，输出接收脉冲信号；

S5、通过钳位保护电路模块对接收脉冲信号进行过滤处理，得到过滤后的接收脉冲信号；

S6、通过全局时钟模块产生高频时钟信号和本振信号；

S7、基于第一D触发器模块，对本振信号与驱动信号进行欠采样混频处理，得到采样后的发射脉冲信号；

S8、基于第二D触发器模块，对本振信号与过滤后的接收脉冲信号进行欠采样混频处理，得到采样后的接收脉冲信号；

具体地，将25MHz驱动信号输入至第一D触发器模块的时钟输入端口，25.4MHz本振信号输入至第一D触发器模块的D输入端口，对25.4MHz本振信号与25MHz激光脉冲信号进行欠采样混叠处理，第一D触发器模块的Q输出端口输出采样后的400kHz发射脉冲信号，将过滤后的接收脉冲信号输入至第二D触发器模块的时钟输入端口，25.4MHz本振信号输入至第二D触发器模块的D输入端口，对25.4MHz本振信号与过滤后的接收脉冲信号进行欠采样混叠处理，第二D触发器模块的Q输出端口输出采样后的400kHz接收脉冲信号；

进一步，混频与采样具有相同的数学本质，尤其当用于混频的其中一个信号为固定频率(通常称为重复频率)的脉冲串时，二者具有完全相同的时域表现。在激光雷达测距应用中，光信号可采用半高宽约3纳秒的脉冲信号进行调制，符合前文提到的脉冲串采样的模型。此外，除正弦信号可以被采样(或被混频)外，其他任何形式的具有固定频率(通常称为本振频率)的周期信号同样可以被采样(或被混频)，例如在数字电路系统中非常容易获取的方波信号；

本发明的混频过程具体为，仅需两个D触发器即可完成。如图5所示，25.4MHz本振信号连接到两个D触发器的D输入端口，25MHz发射信号与接收信号分别连接到两个D触发器的时钟输入端口，该连接方式即确定了25MHz发射信号与接收信号分别对25.4MHz本振信号进行采样的操作。根据欠采样会出现混叠的原理，采样后得到的的频率均为400kHz，且相位信息仍保留在欠采样后的400kHz信号中；

在本实施例中，采样后的发射脉冲信号和采样后的接收脉冲信号的相位差值的计算公式具体如下所示：

ΔΦ＝2π*ToF*f

上式中，ΔΦ表示采样后的发射脉冲信号和采样后的接收脉冲信号的相位差值，ToF表示激光脉冲信号与接收脉冲信号之间的时间差，f

根据相位差值计算采样后的发射脉冲信号和采样后的接收脉冲信号之间的上升沿时间间隔的计算表达式具体如下所示：

上式中，t表示所述位差值计算采样后的发射脉冲信号和采样后的接收脉冲信号之间的上升沿时间间隔，f

进一步的，假设目标物与系统之间的距离为d，激光的飞行时间为ToF，光速为c(约30万千米/秒)，则25MHz发射脉冲与接受脉冲之间的时间差为：

d＝0.5c*ToF

上式中，d表示所述目标物与所述激光二极管模块之间的距离信息数据，c表示光速；

此时相应的相位差可以计算得到：

ΔΦ＝2π*ToF/40ns

上式中，ΔΦ表示所述采样后的400kHz发射脉冲信号和所述采样后的400kHz接收脉冲信号的相位差值，ToF表示25MHz激光脉冲信号与接收脉冲信号之间的时间差，ns表示40的单位纳秒；

由欠采样混叠的相位保留性质，400kHz发射脉冲与接收脉冲相位差仍为ΔΦ。但由于频率下降，脉冲周期延长，此时400kHz发射脉冲与接收脉冲之间的时间差为：

t＝2500ns*ΔΦ/2π＝62.5*ToF

上式中，t表示所述位差值计算所述采样后的400kHz激光脉冲信号和所述采样后的400kHz接收脉冲信号之间的上升沿时间间隔；

由此可见，在时间尺度上，ToF被放大了62.5倍，相较于直接测量ToF，t的测量更加容易。如前文所述，对于1厘米的距离精度，所需要的ToF测量分辨率为66.7皮秒，经过欠采样过程的放大，同样实现1厘米的测量精度，对时间间隔t进行测量所需的精度为66.7皮秒*62.5＝4.17纳秒，这大大降低了时间测量电路的设计难度；

此外，传统的混频相位式激光雷达电路采用正弦信号调制光信号，带来较大的发光二极管功耗开销、模拟混频器(通常通过吉尔伯特单元实现)功耗开销，且混频器、滤波器面积大，不适合大规模、阵列化集成。此外，其稳定性受电源电压、温度、芯片工艺偏差等的影响较大，在阵列化集成时很难保证各像素性能的一致性。而本发明中的数字混频器仅通过两个数字电路的基本单元(D锁存器)实现，通过180纳米芯片工艺设计并仿真，结果显示其功耗仅为15微瓦，面积仅为100平方微米。因而本系统中的数字欠采样混频技术兼具高分辨率、低功耗及高面积效率的优势。

S9、基于16位计数器模块，结合高频时钟信号、采样后的发射脉冲信号和采样后的接收脉冲信号，输出目标物与激光二极管模块之间的距离信息数据。

具体地，获取采样后的400kHz激光脉冲信号和采样后的400kHz接收脉冲信号的相位差值；获取位差值计算所述采样后的400kHz激光脉冲信号和采样后的400kHz接收脉冲信号之间的上升沿时间间隔；根据相位差值与上升沿时间间隔，通过距离计算公式进行计算，得到目标物与激光二极管模块之间的距离信息数据。

综上所述，本发明测距方法采用脉冲信号调制并驱动激光二极管，产生半高宽约3纳秒，重复频率为25MHz的脉冲信号照射目标物，光电二极管接收到的反射光信号仍为半高宽约3纳秒，重复频率为25MHz的脉冲信号，二者脉冲之间的时间差即为激光飞行时间ToF，利用发射脉冲串与接受脉冲串采样同一个25.4MHz方波本振信号，根据混频的原理，可以获得一个400kHz信号与50.4MHz信号，其中，由于数字电路中D触发器电路的特点，50.4MHz信号被完全消除，此时输出的信号仅包含400kHz信号，由于脉冲重复频率与本振信号的频率非常接近，400kHz信号本质上是通过混叠产生的，因而该采样过程为欠采样过程；

激光发射并照射目标物，相应的反射信号被光电二极管接收，并产生25MHz接收脉冲，发射脉冲与接收脉冲分别通过一个D触发器对25.4MHz本振信号进行采样，相应地，产生频率为400kHz的发射脉冲与接收脉冲，通过对400kHz发射脉冲与接收脉冲上升沿时间间隔进行测量，即可获取目标物与系统之间的距离信息；

采样与欠采样均具有相位不变的特点，即脉冲串的相位信息会被保留在采样后的400kHz信号中，但是，由于混频后，信号的频率下降，相同的相位差所反映出的时间被放大，举例来说，假设目标物距离系统60厘米，系统测得的飞行时间为4纳秒，对于25MHz重复频率的脉冲串，其周期为40纳秒，因而其对应的相位差为2π*4/40＝π/5，当该脉冲串对25.4MHz本振信号进行欠采样后，π/5的相位信息仍保留，而此时信号的周期变为2500纳秒。因此，混频后的所需要进行测量的时间为2500*(π/5)/2π＝250纳秒。可见，相较于直接获取的飞行时间，250纳秒的时长更容易进行测量，不难得出，要达到1厘米的测量精度，时间测量的精度需达到250纳秒/60厘米＝4.17纳秒，这一精度对于常见的180纳米工艺来说，并不难实现，即本发明通过将激光脉冲信号与反射接收信号放大，脉冲信号的激光飞行时间被放大了62.5倍，相对于现有技术中的1厘米的距离精度所需要的ToF测量分辨率为66.7皮秒，而本发明经过欠采样过程的放大，同样实现1厘米的测量精度，对时间间隔t进行测量所需的精度为66.7皮秒*62.5＝4.17纳秒，进一步降低了时间测量电路的设计难度。

上述方法实施例中的内容均适用于本系统实施例中，本系统实施例所具体实现的功能与上述方法实施例相同，并且达到的有益效果与上述方法实施例所达到的有益效果也相同。

以上是对本发明的较佳实施进行了具体说明，但本发明创造并不限于所述实施例，熟悉本领域的技术人员在不违背本发明精神的前提下还可做作出种种的等同变形或替换，这些等同的变形或替换均包含在本申请权利要求所限定的范围内。