过电流保护电路及开关电路

技术领域

本发明涉及一种过电流保护电路及开关电路。在此，开关电路是指例如升压斩波电路、半桥逆变电路、全桥逆变电路等开关电路。

背景技术

半导体器件一般具有短路容量，当超过短路容量的电流流过时，有可能造成破坏。通过高速地检测到由于短路而在半导体器件中流过的过电流，并且使流过半导体器件的电流停止，从而能进行半导体器件的过电流保护。

例如，专利文献1提供一种电力转换装置的过电流保护装置，无论在直流电压较高的情况、较低的情况、恒定的情况下，其均能在任意的定时下改变集电极短路检测的检测电压的设定电平，从而能可靠地保护电压驱动元件免受过电流的影响。

专利文献1所涉及的过电流保护装置具备：电力转换装置，具有电压驱动型的电力用开关元件；过电流检测部，对上述电力用开关元件的输入侧主端子的电压进行检测，并在上述电压超过规定值时，向上述电力用开关元件提供断开信号；过电流设定部，能够在任意的定时下与上述过电流检测部连接为并联关系，并能改变上述规定值。

GaN器件为使用了氮化镓GaN的半导体器件，其与绝缘栅双极型晶体管(IGBT)及SiC器件等现有的半导体器件相比，具有能被高频驱动的特征。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2006-14402号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

然而，GaN器件与现有的半导体器件相比抗过电流较弱，有时例如100纳秒左右的过电流也会造成其破坏。因此，DESAT、CT检测或专利文献1的技术等现有的过电流保护技术无法充分地保护GaN器件。

本发明的目的在于，提供一种解决以上的问题点，并与现有技术相比能高速地保护半导体开关免受过电流的影响的开关电路及过电流保护电路。

用于解决问题的技术方案

第一发明所涉及的过电流保护电路用于根据控制电压被接通断开控制的开关元件，该过电流保护电路具备：

第一晶体管，是PNP型双极型晶体管，且具有与控制电压连接的发射极；以及

第二晶体管，是NPN型双极型晶体管，且具有与第一晶体管的集电极连接的基极、与第一晶体管的基极连接且被上拉到规定的上拉电压的集电极、及接地的发射极，

在过电流保护电路中，当控制电压超过规定的第一阈值电压时，第一晶体管及第二晶体管被接通，通过上拉电压的下降而使控制电压下降，而开始将半导体开关断开的保护动作。

上述过电流保护电路还具备第一电容器，该第一电容器与第二晶体管的集电极及发射极连接，其用于减轻当控制电压上升时的所述上拉电压的变化。

另外，上述过电流保护电路还具备时间常数电路，该时间常数电路与第二晶体管的集电极及发射极并联连接，其包括电阻和第二电容器，通过使时间常数变化，来调整从保护动作的开始至结束为止的时间。

而且，在上述过电流保护电路中，过电流保护电路还具备与电阻并联连接的二极管。

上述过电流保护电路还具备电压检测部，该电压检测部检测上拉电压，并将该检测到的检测电压作为用于断开所述半导体开关的第一控制信号向所述控制部输出。

另外，上述过电流保护电路还具备另一开关元件，当过电流保护电路从保护动作恢复时，该另一开关元件根据来自控制部的第二控制信号而使上拉电压从断开变为接通。

第二发明所涉及的开关电路具备上述过电流保护电路和半导体开关。

发明效果

根据本发明，与现有技术相比，能高速地保护半导体器件免受过电流的影响。

附图说明

图1是表示实施方式1所涉及的升压斩波电路1的结构例的框图。

图2是表示图1的电流驱动型开关电路10的详细结构例的框图。

图3是表示图1的电流驱动型开关电路10的信号等的动作波形的时序图。

图4是表示实施方式2所涉及的电流驱动型开关电路10A的结构例的框图。

图5是表示图4的电流驱动型开关电路10A的信号等的动作波形的时序图。

图6是表示实施方式3所涉及的电流驱动型开关电路10B的结构例的框图。

图7是实施方式4所涉及的电流驱动型开关电路10C的结构例的框图

图8是表示实施方式5所涉及的电流驱动型开关电路10D的结构例的框图。

图9是表示图8的电流驱动型开关电路10D的信号等的动作波形的时序图。

图10是表示实施方式6所涉及的电流驱动型开关电路10E的结构例的框图。

图11是表示变形例1所涉及的半桥逆变电路1A的结构例的框图。

图12是表示变形例2所涉及的全桥逆变电路1B的结构例的框图。

具体实施方式

下面，根据附图来说明本发明所涉及的实施方式。不过，下面所说明的各实施方式在所有方面只不过为本发明的示例。毋庸置疑，在不脱离本发明的范围内可以进行各种改良、变形。即，在实施本发明时，也可以适当采用与实施方式相应的具体的结构。

(实施方式1)

图1是表示实施方式1所涉及的升压斩波电路1的结构例的框图。在图1中，升压斩波电路1具备：电流驱动型开关电路10、电感器L1、二极管D1以及电容器C1，其中，该电流驱动型开关电路10具有作为开关元件的半导体开关14。

在图1中，输入电压Vi经由电感器L1而被施加于二极管D1的阳极和半导体开关14的漏极的连接点。半导体开关14的源极接地。二极管D1的阴极与将输出电压Vo进行输出的电容器C1的一端连接，其另一端接地。

在如上所述构成的升压斩波电路1中，电感器L1在阻碍电流的变化的方向上产生电动势。因此，当半导体开关14被从接通切换为断开时，电感器L1产生与输入电压Vi相同方向的电动势以阻碍电流因二极管D1的电阻而下降。由此，产生比输入电压Vi高的电压，该电压因电容器C1而被平滑化，并转换为输出电压Vo。因此，通过周期性地选择切换半导体开关14的接通断开，升压斩波电路1将输入电压Vi转换为比输入电压Vi高压的直流输出电压Vo进行输出。

图2是表示图1的电流驱动型开关电路10的详细结构例的框图。在图2中，电流驱动型开关电路10具备：过电流保护电路11、控制部12、驱动部13、半导体开关14和电阻R1。过电流保护电路11具备晶体管Q1、Q2、上拉电阻R2和电压检测电路15。

在图2中，控制部12通过作为脉冲信号的驱动信号Sdrv来控制驱动部13。另外，控制部12监视从过电流保护电路11的电压检测电路15输入的表示检测电压Vocp的信号，当检测电压Vocp不足规定的阈值时，使异常检测标志Fh为高电平，将驱动信号Sdrv固定为低电平，并使驱动部13停止。

驱动部13根据来自控制部12的驱动信号Sdrv，经由电阻R1而向半导体开关14的栅极施加栅极-源极间电压Vgs，从而对半导体开关14进行接通断开控制。半导体开关14例如为GaN器件等开关元件，由驱动部13进行接通断开控制，从而选择性地切换是否导通漏极电流Id。此外，栅极/源极间电压Vgs为本发明的“控制电压”的一例。

在过电流保护电路11中，晶体管Q1例如为PNP型双极型晶体管。另外，晶体管Q2例如为NPN型双极型晶体管，并具有与晶体管Q1的集电极连接的基极、与晶体管Q1的基极连接的集电极和接地的发射极。另外，晶体管Q2的集电极经由上拉电阻R2而被上拉到阈值电压VTH。阈值电压VTH为本发明的“上拉电压”的一例。

在此，在晶体管Q1断开(绝缘)的期间，电流并不流过晶体管Q2的基极。若晶体管Q1接通，则发射极-集电极间导通，因此电流流过晶体管Q2的基极-发射极之间。从而，若晶体管Q1接通，则晶体管Q2也接通。电压检测电路15检测作为晶体管Q2的集电极-发射极间电压的检测电压Vocp，并将表示检测电压Vocp的信号向控制部12输出。此外，电压检测电路15为本发明的“电压检测部”的一例，表示检测电压Vocp的信号为本发明的“第一控制信号”的一例。

图3是表示图1的电流驱动型开关电路10的信号等的动作波形的时序图。

在图3中，在时刻t0，电流驱动型开关电路10开始动作，在时刻t1半导体开关14发生了短路，之后，在时刻t2由控制部12检测短路。在此，将时刻t0～t1的期间称为稳定期间Pn，将时刻t1～t2的期间称为短路期间Ps，将时刻t2以后的期间称为停止期间Ph。

在稳定期间Pn，除了检测电压Vocp发生过冲的期间(细节后述)以外，由于电流并不流过上拉电阻R2，因此检测电压Vocp为阈值电压VTH。由于该阈值电压VTH被设定得比驱动信号Sdrv为高电平时由驱动部13供给的栅极-源极间电压Vgs高，因此晶体管Q1及Q2这双方在稳定期间Pn始终断开。

一般在过电流流过半导体器件的情况下，半导体器件所包括的半导体开关的栅极-源极间电压发生过冲(瞬间上升)。在本实施方式中，在图3的时刻t1，流过半导体开关14的漏极电流Id过度上升，并且半导体开关14的栅极-源极间电压Vgs急剧上升，成为比阈值电压VTH高的值。由此，晶体管Q1接通，从而晶体管Q2也接通。

在此，若晶体管Q1及Q2这双方接通，则半导体开关14的栅极通过晶体管Q1及Q2而接地。因此，栅极-源极间电压Vgs急速下降而成为0。由此，半导体开关14断开，因此使流过半导体开关14的过电流停止，从而过电流保护电路11能开始保护动作。在从在时刻t1发生短路起，直至过电流保护电路11开始保护动作为止的时间包括晶体管Q1、Q2的开关的延迟，例如短至20～100纳秒左右。

另外，当晶体管Q2接通时，检测电压Vocp急速下降为0。在此，在电阻R1比上拉电阻R2小的情况下，栅极-源极间电压Vgs比检测电压Vocp下降得快。因此，即使栅极-源极间电压Vgs下降，也能将晶体管Q1保持为接通的状态。之后，当控制部的驱动信号Sdrv成为低电平时，驱动部13停止，栅极-源极间电压Vgs下降至0。因此，晶体管Q1、Q2依次断开，从而检测电压Vocp再次上升至阈值电压VTH，保护动作结束。

电压检测电路15将表示检测电压Vocp的信号向控制部12输出。控制部12对检测电压Vocp的值进行监视，若检测电压Vocp不足规定的阈值，则判断为进行了保护动作，使异常检测标志Fh为高电平，并停止驱动信号Sdrv的输出(时刻t2)。在停止期间Ph，驱动信号Sdrv始终为低电平，且半导体开关14始终保持断开。

在此，在控制部12的响应较慢的情况下，在时刻t2驱动信号Sdrv的输出停止之前，能够再次使驱动信号Sdrv成为高电平。在该情况下，如图3所示，过电流再次流过半导体开关14，过电流保护电路11再次开始保护动作。

如上所述，本实施方式所涉及的过电流保护电路11具备：上拉电阻R2、作为PNP型的晶体管Q1、作为NPN型的晶体管Q2、和电压检测电路15。当半导体开关14的栅极-源极间电压Vgs大于阈值电压VTH时，使晶体管Q1、Q2依次接通。由此，过电流保护电路11使栅极-源极间电压Vgs下降至0，并开始断开半导体开关的保护动作。另外，控制部12监视由电压检测电路15检测到的检测电压Vocp，若检测电压Vocp不足规定的阈值电压，则使驱动部13停止并断开半导体开关14。因此，根据本实施方式，与现有技术相比，能使流过半导体开关14的过电流高速地停止，从而保护半导体开关14。

(实施方式2)

在实施方式1中，当半导体开关14的栅极-源极间电压Vgs上升时，如图3所示，检测电压Vocp发生过冲。这成为使检测电压Vocp的下降变慢，从而延迟保护动作的开始的原因。另外，如上所述，在短路期间Ps的过电流保护之后，在控制部12的响应速度慢的情况下，过电流反复流过半导体开关14，因此这并不优选。

图4是表示实施方式2所涉及的电流驱动型开关电路10A的结构例的框图。在图4中，电流驱动型开关电路10A与电流驱动型开关电路10相比，在以下方面不同。

(1)过电流保护电路11A还具备与晶体管Q2的集电极和发射极连接的电容器Ca。

(2)阈值电压VTH的电源经由上拉电阻R2而将电容器Ca充电至阈值电压VTH。

图5是表示图4的电流驱动型开关电路10A的信号等的动作波形的时序图。时刻t11表示在图3的短路期间Ps驱动信号Sdrv再次上升的定时。

在图5中，在时刻t1半导体开关14发生短路，栅极-源极间电压Vgs急剧上升。此时，检测电压Vocp由于栅极-源极间电压Vgs的上升而发生过冲，但该变化通过电容器Ca而减轻。因此，能抑制保护动作开始的延迟。

另外，若在短路期间Ps1晶体管Q1、Q2接通，则电容器Ca经由晶体管Q2而接地，电容器Ca放电至零电位。之后，驱动信号Sdrv成为低电平，晶体管Q1、Q2断开而检测电压Vocp开始上升。在此，阈值电压VTH充电电容器Ca。因此，检测电压Vocp用于上升至阈值电压VTH所花费的时间比实施方式1中的该时间长。通过适当地选择电容器Ca，能够使检测电压Vocp用于上升至阈值电压VTH所花费的时间比驱动信号Sdrv再次成为高电平(时刻t11)为止的时间长。由此，即使控制信号再次成为高电平，也会在栅极-源极间电压Vgs到达阈值电压VTH之前，使晶体管Q1、Q2接通，从而半导体开关14被保护。

如上所述，本实施方式所涉及的过电流保护电路11A除了过电流保护电路11以外，还具备电容器Ca。由此，在过电流保护电路11A进行了保护动作之后，使从该保护动作起直至恢复为止的时间比图2的过电流保护电路11长，从而能够防止过电流反复流过半导体开关14的现象。另外，能使检测电压Vocp由于栅极-源极间电压Vgs的上升而发生的过冲比图2的过电流保护电路11小，从而使保护动作开始的延迟比过电流保护电路11降低。

(实施方式3)

图6是表示实施方式3所涉及的电流驱动型开关电路10B的结构例的框图。

在图6中，与电流驱动型开关电路10B电流驱动型开关电路10A相比，在以下方面不同。

(1)还具备时间常数电路18，该时间常数电路18包括电阻R3及电容器Cb。

(2)时间常数电路18与晶体管Q2的集电极及发射极并联连接。

由此，调整放电为零电位后的电容器Ca充电至阈值电压VTH为止的时间常数，使过电流保护电路11B从保护动作起直至恢复为止的时间比过电流保护电路11A长。此外，通过在实施方式1的电流驱动型开关电路10中插入时间常数电路18，也能获得相同的效果。

如上所述，实施方式3所涉及的电流驱动型开关电路10B还具备时间常数电路18，该时间常数电路18包括电阻R3和电容器Cb。通过适当地选择电阻R3及电容器Cb来调整过电流保护电路11B从保护动作起直至恢复为止的时间。

(实施方式4)

图7是表示实施方式4所涉及的电流驱动型开关电路10C的结构例的框图。在图7中，电流驱动型开关电路10C与图6的电流驱动型开关电路10B相比，在以下方面不同。

(1)过电流保护电路11C还具备二极管D2，其阳极与电阻R3的低电位侧的一端连接，阴极与电阻R3的另一端连接。

如上所述，实施方式4所涉及的电流驱动型开关电路10C还具备二极管D2。与过电流保护电路11B相比，能抑制栅极-源极间电压Vgs等中的噪音对过电流保护电路11C造成的影响。

(实施方式5)

图8是表示实施方式5所涉及的电流驱动型开关电路10D的结构例的框图。

在图8中，电流驱动型开关电路10D与图6的电流驱动型开关电路10B相比，在以下的方面不同。

(1)电流驱动型开关电路10D还具备MOS驱动部16。

(2)用MOSFET17置换电阻R3。

在图8中，MOS驱动部16被控制部12控制，输出MOS驱动信号Sm并对MOSFET17进行接通断开控制。MOSFET17被MOS驱动信号Sm控制，在MOS驱动信号Sm具有低电平的期间切断(断开)阈值电压VTH。

图9是表示图8的电流驱动型开关电路10D的信号等的动作波形的例子的时序图。

在图9中，电流驱动型开关电路10D在动作的开始(时刻t0)之前具有准备期间Pp1(时刻t21～t22)。在时刻t21下，控制部12经由MOS驱动部16而使MOSFET17接通。在电容器Ca被充电至阈值电压VTH之后，控制部12经由MOS驱动部16而断开MOSFET17(时刻t22)。

之后，在时刻t0～t1的稳定期间Pn1的通常的动作之后，在短路期间Ps1开始保护，电容器Ca放电至零电位。在实施方式1～4中，在此之后，驱动信号Sdrv成为低电平且使晶体管Q1、Q2断开，电容器Ca再次被充电。然而，在本实施方式中，由于MOSFET17断开，因此电容器Ca不被充电，过电流保护电路11D保持保护动作。之后，若检测电压Vocp不足规定的阈值电压，则控制部12使异常检测标志Fh为高电平，从而停止驱动信号Sdrv的输出(时刻t2)。

时刻t2～t23的期间为停止期间Ph。在停止期间Ph，升压斩波电路1的使用者能修理短路部位来消除短路。之后，例如通过上位的控制电路检测短路的消除并对控制部12进行控制，或者由使用者直接操作控制部12，由此使控制部12的异常检测标志Fh成为低电平(时刻t23)。控制部12检测到异常检测标志Fh成为低电平，为了再次对电容器Ca进行充电而接通MOSFET17(时刻t24)。时刻t24～t25为第二次的准备期间Pp2。与准备期间Pp1相同，在准备期间Pp2，MOS驱动信号Sm具有高电平，电容器Ca被充电至阈值电压VTH。

通过在准备期间Pp2中的电容器Ca的充分充电，过电流保护电路11D从保护动作恢复。之后，电流驱动型开关电路10B在稳定期间Pn2中重新开始与稳定期间Pn1相同的正常动作(时刻t25)。

如上所述，实施方式5所涉及的电流驱动型开关电路10D具备MOS驱动部16和MOSFET17。MOSFET17经由MOS驱动部16而被控制部12控制，并对阈值电压VTH进行接通断开控制。由于检测电压Vocp在MOSFET17断开的期间不上升，因此与控制部12的响应的延迟等无关，能在任意的定时进行从保护动作的恢复。此外，在MOSFET17包括寄生二极管的情况下，与实施方式4所涉及的电流驱动型开关电路10C同样，能获得抑制噪音的效果。此外，本实施方式所涉及的MOSFET17能同样地插入实施方式1～4的电流驱动型开关电路10、10A～10C中的任一个开关电路，并能获得相同的效果。另外，本实施方式所涉及的MOSFET17为本发明的“另一开关元件”的一例。

(实施方式6)

图10是表示实施方式6所涉及的电流驱动型开关电路10E的结构例的框图。在图10中，电流驱动型开关电路10E与图8的电流驱动型开关电路10D相比，在以下的方面不同。

(1)代替MOSFET17而具备晶体管17a。

(2)代替MOS驱动部16而具备晶体管驱动部16a。

控制部12经由晶体管驱动部16a来控制晶体管17a的基极电流Itr，由此对晶体管17a进行接通断开控制。由此，能获得与实施方式5相同的效果。此外，本实施方式的晶体管17a为本发明的“另一开关元件”的一例。

(变形例)

以上，详细地说明了本发明的实施方式，但到目前为止的说明在所有方面只不过为本发明的例示。毋庸置疑，在不脱离本发明的范围内可以进行各种改良、变形。例如，能进行以下这样的改变。此外，在下面，针对与上述实施方式相同的结构要素使用相同的附图标记，并对与上述实施方式相同的方面适当地省略说明。可以对以下的变形例进行适当组合。

在实施方式1～3中，作为本发明所涉及的具备电流驱动型开关电路10、10A～10E的半导体器件，说明了升压斩波电路1。然而，本发明并不限于此，可以利用于通过半导体开关来对电流进行开关控制的电路及装置等。

例如，图11是表示变形例1所涉及的半桥逆变电路1A的结构例的框图。在图11中，半桥逆变电路1A具备电感器L2、2个电流驱动型开关电路10和电容器C2。

在图11中，2个电流驱动型开关电路10的半导体开关14被控制为周期性地交替接通。由此，输入电压Vi被开关，被电容器C2平滑化，并转换为交流输出电压Vo。由此，半桥逆变电路1A对直流的输入电压Vi进行开关，并转换为交流的输出电压Vo而将其输出。2个电流驱动型开关电路10可以分别被电流驱动型开关电路10A～10E中的任意一个置换。

另外，图12是表示变形例2所涉及的全桥逆变电路1B的结构例的框图。在图12中，全桥逆变电路1B具备电容器C3、4个电流驱动型开关电路10和电感器L3、L4。

在图12中，4个电流驱动型开关电路10被控制为，使第一电流驱动型开关电路10及第4电流驱动型开关电路10(图左上及右下)接通且第二电流驱动型开关电路10及第3电流驱动型开关电路10(图左下及右上)断开的期间、和使这些接通断开颠倒的期间周期性交替地出现。由此，输入电压Vi被开关，被开关的输入电压Vi通过电容器C3及电感器L3、L4被平滑化。由此，全桥逆变电路1B对直流的输入电压Vi进行开关，并转换为交流的输出电压Vo而将其输出。4个电流驱动型开关电路10可以分别被电流驱动型开关电路10A～10E中的任意一个置换。

这样，本发明所涉及的电流驱动型开关电路及过电流保护电路能利用于通过半导体器件来对电流进行开关控制的电路及装置。

另外，在实施方式1～6中，作为限制来自阈值电压VTH的电源的电流的手段，使用了上拉电阻R2。然而，本发明并不限于此，也可以使用二极管等来代替上拉电阻R2。而且，在实施方式1～6中，作为开关电路，使用了电流控制型开关电路10、10A～10E。然而，本发明并不限于此，也可以使用电压驱动型开关电路来代替电流驱动型开关电路。

附图标记说明

1：升压斩波电路；1A：半桥逆变电路；1B：全桥逆变电路；10、10A～10E：电流驱动型开关电路；11、11A～11E：过电流保护电路；12：控制部；13：驱动部；14：半导体开关；15：电压检测电路；16：MOS驱动部；16a：晶体管驱动部；17：MOSFET；17a：晶体管；18：时间常数电路；Q1、Q2：晶体管；R1、R2：电阻。