供电电路及电源供应器

技术领域

本发明涉及一种供电装置，特别是一种供电电路及电源供应器。

背景技术

电源供应器是一种将交流电转成低压稳定的直流电，以供电器使用的装置。当交流电为市电时，电源供应器的交流电压一般为100V至250V之间，供应电压可为21V、12V、5V或3.3V等稳定的直流电压。相关技术中使用变压器将交流电压的高压交流电降压为低压交流电，再将低压交流电转换为直流电压。由于变压器体积较大，因此无法降低电源供应器的大小。此外，当供应电压的范围变大，变压器所需的耐压也会增加，然而耐压组件体积较大，进一步增加电源供应器的大小，因此相关技术中的电源供应器在便携设备或其他小型电器上使用不便。

发明内容

本发明实施例提供一种供电电路，包括整流电路、充电电路、反馈电路及储存电路。整流电路用以接收输入电压以产生整流电能。充电电路耦接于该整流电路，具有负相关调制输入端与电源电能端，负相关调制输入端用以接收调制电压，并依据调制电压来选择性地于电源电能端输出充电电流，充电电流大小与调制电压大小为负相关。反馈电路耦接于负相关调制输入端，用以接收高压信号与供应电压，并输出调制电压至负相关调制输入端，反馈电路依据供应电压及参考电压间的差值来调整调制电压。储存电路耦接于电源电能端，用以由该充电电流充电以拉高电源电能端的电压。供应电压与调制电压呈现正相关。高压信号与调制电压呈现正相关。

本发明实施例提供一种电源供应器，包括供电电路、功率开关及脉冲宽度调制信号产生器。功率开关用以选择性地导通或截止以进行电源转换，以调控电源供应器的供应电压。脉冲宽度调制信号产生器用以提供脉冲宽度调制信号来控制功率开关，脉冲宽度调制信号产生器耦接于供电电路的电源电能端，用以自电源电能端接收电能来维持脉冲宽度调制信号产生器运作。

本发明实施例提供一种供电电路的操作方法，所述供电电路包括一整流电路、一充电电路、一反馈电路及一储存电路，其中，所述整流电路、所述反馈电路及所述储存电路耦接于所述充电电路，所述方法包括:所述整流电路接收一输入电压以产生一整流电能；所述充电电路依据所述整流电能产生一高压信号；所述反馈电路依据所述高压信号以正相关方式来调整一调制电压；所述充电电路依据所述调制电压来选择性地输出一充电电流，其中，所述充电电流大小与所述调制电压大小为负相关；及当所述充电电路输出所述充电电流时，所述储存电路由所述充电电流充电以拉高所述充电电路输出的一供应电压。

附图说明

图1为本发明实施例中一种供电电路的电路示意图。

图2为图1中的供电电路的固定功率取电及取电时间窗口调整的示意图。

图3为本发明实施例中另一种供电电路的电路示意图。

图4为图3的供电电路的信号波形图。

图5为本发明实施例中一种电源供应器的方块图。

附图标记：

1,3,50:供电电路

10:整流电路

12:充电电路

14,34:反馈电路

140:控制电路

142,342:阻抗路径

340:模拟数字转换电路

5:电源供应器

52:脉冲宽度调制信号产生器

54:功率开关

Cin:输入电容

Cs:储存电路

D1,D2:二极管

D3:钳位电路

Ic:充电电流

N1:负相关调制输入端

N2:电源电能端

Q2:放大电路

Q3:输出电路

Q1,R6:可变电阻

R1至R5:电阻

SPWM:脉冲宽度调制信号

t0至t13:时间

VAC:输入电压

Vc1,Vc3:放大电压

Vc2,Vc4:调制电压

VDD:供应电压

VDD_Bottom:下限电压

VDD_Top:上限电压

VG:控制电压

VG1至VG3:控制电压的波形

VHV:高压信号

VOUT:输出电压

Vref:参考电压

VSS:接地电压

具体实施方式

图1为本发明实施例中一种供电电路1的电路示意图。供电电路1可接收输入电压VAC，及依据输入电压VAC提供合适的供应电压VDD。具体而言，供电电路1可在输入电压VAC较低时输出较高的充电电流Ic以提高供应电压VDD；当输入电压VAC较高时输出较低的充电电流Ic或停止输出充电电流Ic以减缓或停止充电，同时储存电路Cs持续释放电能供应供应电压VDD，将供应电压VDD维持在运作范围内。换句话说，供电电路1可提供实质上固定的功率，如此可提高运作效率，同时降低供电电路1的面积。输入电压VAC可由市电或其他交流电压源供电，其均方根值可介于100V至240V之间，其峰值可介于155至373V之间。当供电电路1应用于反激电源供应器(Flyback Transformer)中，输入电压VAC可为反激电源供应器的辅助绕组线圈电压，且辅助绕组线圈电压与反激电源供应器的二次侧供应电压具有一变压器绕线组圈数比关系，反激电源供应器的二次侧供应电压可介于3.3V至27V之间变化。供应电压VDD可为直流电压，且可用来作为反激电源供应器的一次侧的脉冲宽度调制器(PWMmodulator)的电源电能，供应电压VDD可设定为高于8V。

供电电路1可包括输入电容Cin、整流电路10、充电电路12、反馈电路14及储存电路Cs。输入电容Cin可耦接于整流电路10，整流电路10可耦接于充电电路12，充电电路12可耦接于储存电路Cs，储存电路Cs可耦接于反馈电路14，反馈电路14可耦接于充电电路12。

输入电容Cin可接收输入电压VAC及滤除输入电压VAC中的高频噪声，整流电路10可对滤除噪声后的输入电压VAC进行整流以产生整流电能。整流电能的电压可称为整流电压。输入电容Cin包括第一端及第二端。整流电路10可包括二极管D1及二极管D2。二极管D1包括第一端，耦接于输入电容Cin的第一端；及第二端。二极管D2包括第一端，耦接于输入电容Cin的第二端；及第二端，耦接于二极管D1的第二端。

充电电路12具有负相关调制输入端N1与电源电能端N2，负相关调制输入端N1用以接收调制电压Vc2，电源电能端N2用以依据调制电压Vc2来选择性地输出充电电流Ic。充电电流Ic大小与调制电压Vc2大小为负相关。储存电路Cs可由充电电流Ic充电以拉高电源电能端N2的供应电压VDD。储存电路Cs可包括储存电容，储存电容包括第一端，耦接于电源电能端N2；及第二端，耦接于接地端。接地端可提供接地电压VSS，例如0V。电压VDD可被输出至外部电路用以供电。反馈电路14可接收高压信号VHV与供应电压VDD，并输出调制电压Vc2至负相关调制输入端N1。反馈电路14依据供应电压VDD及参考电压Vref之间的差值来调整调制电压Vc2。当接收相同高压信号VHV时，供应电压VDD与调制电压Vc2呈现正相关。参考电压Vref可为预定电压准位，例如12V。当供应电压VDD增加，则供应电压VDD及参考电压Vref之间的差值减小，调制电压Vc2增加；当供应电压VDD降低，则供应电压VDD及参考电压Vref之间的差值增加，调制电压Vc2降低。

充电电路12包括放大电路Q2、电阻R1、电阻R2、电阻R3、钳位电路D3及输出电路Q3。电阻R1包括第一端，耦接于二极管D1的第二端及二极管D2的第二端；及第二端。电阻R2包括第一端，耦接于电阻R1的第二端；及第二端。放大电路Q2包括控制端；第一端，耦接于电阻R2的第二端；及第二端。放大电路Q2的控制端可为负相关调制输入端N1。电阻R3包括第一端，耦接于放大电路Q2的第二端；及第二端，耦接于接地端。钳位电路D3包括第一端，耦接于放大电路Q2的第一端；及第二端，耦接于接地端。输出电路Q3包括控制端，耦接于钳位电路D3的第一端；第一端，耦接于电阻R1的第二端；及第二端。输出电路Q3的第二端可为电源电能端N2。放大电路Q2可为第一晶体管，输出电路Q3可为第二晶体管，第一晶体管及第二晶体管可为N型金属氧化物半导体场效晶体管(metal oxide semiconductor field-effecttransistor,MOSFET)、NPN双极性晶体管(bipolar junction transistor,BJT)或其他种类的晶体管。在图1中，放大电路Q2为NPNBJT，输出电路Q3为N型MOSFET。钳位电路D3可为齐纳二极管(Zener diode)。电阻R1、电阻R2及电阻R3可为固定电阻。

反馈电路14包括控制电路140及阻抗路径142。阻抗路径142耦接于充电电路12及控制电路140。控制电路140可为运算放大器，包括第一输入端，用以接收参考电压Vref，第二输入端，用以接收供应电压VDD，及输出端，用以依据参考电压Vref及供应电压VDD产生放大电压Vc1。阻抗路径142包括电阻R4、可变电阻Q1及电阻R5。电阻R4包括第一端，耦接于电阻R1的第二端；及第二端。可变电阻Q1包括控制端，耦接于控制电路140的输出端；第一端，耦接于电阻R4的第二端；及第二端。电阻R5包括第一端，耦接于可变电阻Q1的第二端；及第二端，耦接于接地端。可变电阻Q1可为第三晶体管，第三晶体管可为N型MOSFET、NPN BJT或其他种类的晶体管。在图1中，可变电阻Q1可为N型MOSFET。电阻R4及电阻R5可为固定电阻。当接收相同供应电压VDD时，高压信号VHV与调制电压Vc2呈现正相关。

放大电路Q2可依据调制电压Vc2产生第一电流，第一电流从整流电路10流经电阻R1、电阻R2、放大电路Q2、电阻R3至接地端，在电阻R2的第二端建立控制电压VG。第一电流可为放大电路Q2的集极电流。控制电压VG负相关于高压信号VHV及调制电压Vc2。电阻R1、电阻R4、可变电阻Q1及电阻R5可视为分压电路。可变电阻Q1的调制电阻值可由放大电压Vc1控制。当接收相同供应电压VDD且高压信号VHV增加时，则调制电压Vc2也会随之增加，放大电路Q2可进一步导通以产生增加的第一电流，增加的第一电流会增加电阻R2的压降，使控制电压VG减少；当接收相同供应电压VDD且高压信号VHV减少时，则调制电压Vc2也会随之减少，放大电路Q2可减少导通以产生降低的第一电流，降低的第一电流会减少电阻R2的压降，使控制电压VG增加。如此使得高压信号VHV与控制电压VG呈现负相关，例如，当高压信号VHV具有M形波形时，调制电压Vc2也会具有M形波形，且控制电压VG会具有W形波形。钳位电路D3可将控制电压VG限制于钳位电压之内，用以保护输出电路Q3不受高压损坏。钳位电压可为30V。

输出电路Q3的第一端可接收高压信号VHV，及输出电路Q3可依据控制电压VG调整流经输出电路Q3的充电电流Ic。具体而言，输出电路Q3的控制端可接收控制电压VG以选择性地产生充电电流Ic。当控制电压VG大于输出电路Q3的临界电压时，输出电路Q3会产生充电电流Ic，充电电流Ic的大小与控制电压VG及临界电压之间的差值成正相关；当控制电压VG小于输出电路Q3的临界电压时，输出电路Q3会停止产生充电电流Ic。充电电流Ic可为输出电路Q3的漏极电流。充电电流Ic可对储存电路Cs充电以建立供应电压VDD。因此，控制电压VG可控制输出电路Q3的充电能力。

反馈电路14可调整供电电路1的取电时间窗口以控制充电电路12何时要取电。控制电路140依据参考电压Vref及供应电压VDD输出放大电压Vc1。可变电阻Q1的控制端接收放大电压Vc1来改变可变电阻Q1的调制电阻值，藉以调整调制电压Vc2及控制电压VG。放大电压Vc1与调制电阻值为负相关。当放大电压Vc1增加时则调制电阻值下降，并使调制电压Vc2下降及控制电压VG上升；当放大电压Vc1下降时则调制电阻值上升，并使调制电压Vc2上升及控制电压VG下降。当供应电压VDD小于参考电压Vref，进而使得控制电压VG上升直至大于高压信号VHV时，取电时间窗口开启，输出电路Q3导通，用以对储存电路Cs充电；当供应电压VDD大于参考电压Vref，进而使得控制电压VG下降直至小于高压信号VHV时，取电时间窗口关闭，输出电路Q3截止，用以停止对储存电路Cs充电。当控制电压VG大于高压信号VHV的时间越长，取电时间窗口开启的时间也越长；当控制电压VG大于高压信号VHV的时间越短，取电时间窗口开启的时间也越短。

供电电路1可输出固定功率及调整取电时间窗口，将电压VDD维持在运作范围内，提高运作效率，同时降低电路面积。

图2为供电电路1的固定功率取电及取电时间窗口调整的示意图。VHV代表高压信号VHV的波形，VG1至VG3分别代表3个供应电压VDD所对应的控制电压VG的波形。波形VG1至VG3皆负相关于波形VHV，进而使高压信号VHV与充电电流Ic之间产生实质上固定的功率。较低的供应电压VDD对应波形VG1；中间的供应电压VDD对应波形VG2；较高的供应电压VDD对应波形VG3。当供应电压VDD增加时，反馈电路14会降低控制电压VG，用以减短取电时间窗口，减少储存电路Cs的充电时间；当供应电压VDD减少时，反馈电路14会提升控制电压VG，用以增长取电时间窗口，增加储存电路Cs的充电时间。

图3为本发明实施例中另一种供电电路3的电路示意图。供电电路3及供电电路1之间的差异在于反馈电路34。以下针对反馈电路34进行解释。反馈电路34包括模拟数字转换器340及阻抗路径342。阻抗路径342可耦接于模拟数字转换器340。模拟数字转换器340可耦接于储存电路Cs，可依据供应电压VDD产生代表值，及依据预定信号范围将代表值进行量化而转换为数字信号Vc3。数字信号Vc3可为3位数字信号。例如，预定信号范围可为10V至12V，模拟数字转换电路340可将预定信号范围分为8份。当代表值大于12V时，模拟数字转换电路182可产生供应电压信号Sc的最大值3b111；当代表值小于10V时，模拟数字转换电路182可产生供应电压信号Sc的最小值3b000。代表值可为前一个取电时间窗口对应时段内的供应电压VDD的平均值、局部最小值、局部最大值或其他特定时间点的供应电压VDD。例如，模拟数字转换器340可另包括低通滤波器以产生供应电压VDD的平均值。在另一例子中，模拟数字转换器340可另包括取样电路以产生供应电压VDD的局部最小值、局部最大值。在另一例子中，模拟数字转换器340可另包括取样电路，于取电时间窗口开启后或取电时间窗口关闭经过预定延迟时间后，对电压VDD取样以产生特定时间点的供应电压VDD。预定延迟时间可大于或等于0。阻抗路径342可包括电阻R4及可变电阻R6。电阻R4包括第一端，耦接于电阻R1的第二端；及第二端。可变电阻R6包括控制端，耦接于模拟数字转换器340；第一端，耦接于电阻R4的第二端；及第二端，耦接于接地端。可变电阻R6的控制端可接收数字信号Vc3以提供调制电阻值，进而产生调制电压Vc4。当供应电压VDD较低时，转换所得的数字信号Vc3使可变电阻R6具有较低的调制电阻值，并使调制电压Vc4具有较低电压；当供应电压VDD较高时，转换所得的数字信号Vc3使可变电阻R6具有较高的调制电阻值，并使调制电压Vc4具有较高电压，较低电压小于较高电压。

相较于供电电路1采用模拟方式实现反馈电路14，供电电路3采用数字方式实现反馈电路34，增加供电电路3的稳定性，同时还能提高运作效率及降低电路面积。

图4为供电电路3的信号波形图，包括3个取电时间窗口，分别对应于三个控制电压VG大于高压信号VHV的时段，第一取电时间窗口介于时间t1至t4之间，第二取电时间窗口介于时间t6至t8之间，第三取电时间窗口介于时间t10至t12之间。在3个取电时间窗口之中，充电电路12对储存电路Cs充电，供应电压VDD实质上增加；在3取电时间窗口之外，储存电路Cs被放电，供应电压VDD降低。供应电压VDD维持于上限电压VDD-Top及下限电压VDD-Bottom之间。例如上限电压VDD-Top可为12V，下限电压VDD-Bottom可为10V。在时间t0至t1之间、t4至t6之间、t8至t10之间，控制电压VG小于高压信号VHV，输出电路Q3截止，充电电路12停止对储存电路Cs充电，储存电路Cs持续放电，故供应电压VDD降低。

在时间t1及t2之间，控制电压VG大于高压信号VHV，输出电路Q3导通，充电电路12对储存电路Cs充电，供应电压VDD上升，第一取电时间窗口开启。在时间t2及t3之间，高压信号VHV持续下降而不再高于储存电路Cs所维持的供应电压VDD，高压信号VHV无法继续对储存电路Cs充电，故供应电压VDD下降。在时间t3至t4之间，高压信号VHV越过谷底后持续上升而再次高于储存电路Cs所维持的供应电压VDD，高压信号VHV恢复对储存电路Cs充电，供应电压VDD再次上升。在时间点t4，控制电压VG开始小于高压信号VHV，第一取电时间窗口关闭，供应电压VDD到达峰值。在时间t4至t6之间，输出电路Q3截止，充电电路12停止对储存电路Cs充电，故供应电压VDD降低。在时间t4经过预定延迟时间后，在时间t5，反馈电路34依据前一周期(例如：时间t0至t4)对应供应电压VDD代表值Vs(1)产生更新后的调制电压Vc4(1)，充电电路12依据时间t5的更新后调制电压Vc4(1)降低控制电压VG。

在时间t6及t8之间，控制电压VG大于高压信号VHV，输出电路Q3导通，充电电路12对储存电路Cs充电，供应电压VDD上升，第二取电时间窗口开启；但随着高压信号VHV持续下降到波谷附近，高压信号VHV不再高于储存电路Cs的供应电压VDD，使得高压信号VHV无法对储存电路Cs充电；故对应高压信号VHV波谷附近时段，供应电压VDD下降。在时间点t7，高压信号VHV越过谷底后持续上升而再次高于储存电路Cs所维持的供应电压VDD，高压信号VHV恢复对储存电路Cs充电，供应电压VDD再次上升。在时间点t8，控制电压VG开始小于高压信号VHV，第二取电时间窗口关闭，供应电压VDD到达峰值。在时间t8至t10之间，输出电路Q3截止，充电电路12停止对储存电路Cs充电，故供应电压VDD降低。在时间点t8经过预定延迟时间后，在时间点t9，反馈电路34依据前一周期(例如：时间t4至t8)对应的供应电压VDD的代表值Vs(2)再次产生更新后的调制电压Vc4(2)，充电电路12依据时间点t9更新后的调制电压Vc4(2)降低控制电压VG。

在时间t10及t12之间，控制电压VG大于高压信号VHV，输出电路Q3导通，充电电路12对储存电路Cs充电，供应电压VDD上升，第三取电时间窗口开启；但随着接着高压信号VHV持续下降到波谷附近，高压信号VHV不再高于储存电路Cs的供应电压VDD，使得高压信号VHV无法对储存电路Cs充电；故对应高压信号VHV波谷附近的时段，供应电压VDD下降。在时间点t11，高压信号VHV越过谷底后持续上升而再次高于储存电路Cs所维持的供应电压VDD，高压信号VHV恢复对储存电路Cs充电，供应电压VDD再次上升。在时间点t12，控制电压VG开始小于高压信号VHV，第三取电时间窗口关闭，供应电压VDD到达峰值。在时间点t12至下个取电时间窗口开启前，输出电路Q3截止，充电电路12停止对储存电路Cs充电，故供应电压VDD降低。在时间点t12经过预定延迟时间后，在时间点t13，反馈电路34依据前一周期(例如：时间t8至t12)对应供应电压VDD的代表值Vs(3)再次产生更新后的调制电压Vc4(3)，充电电路12依据时间点t13的更新后的调制电压Vc4(3)增加控制电压VG。

图5为本发明实施例中一种电源供应器5的方块图。电源供应器5包括供电电路50、脉冲宽度调制信号产生器52及功率开关54。供电电路50可由供电电路1或供电电路3实现，提供电压VDD至脉冲宽度调制信号产生器52，脉冲宽度调制信号产生器52可提供脉冲宽度调制信号SPWM来控制功率开关54，脉冲宽度调制信号产生器52耦接于供电电路的电源电能端N2，可自电源电能端N2接收电能来维持脉冲宽度调制信号产生器52运作。响应所接收到的脉冲宽度调制信号SPWM，功率开关54可选择性地导通或截止以进行电源转换，如此依据脉冲宽度调制信号SPWM改变功率开关54导通的频率与工作周期(duty cycle)，进而调控电源供应器5的输出电压VOUT。

电源供应器5采用供电电路1或供电

电路3产生电压VDD，提高运作效率，同时降低电路面积。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求范围所做的的等同变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。