电力变换装置、马达驱动装置以及空气调节器

技术领域

本发明涉及将从交流电源供给的交流电力变换为直流电力的电力变换装置、具备该电力变换装置的马达驱动装置以及空气调节器。

背景技术

在作为从电源供给的电流的电源电流中，包含高次谐波电流。高次谐波电流是比基波的频率高的频率的频率分量。为了抑制由于高次谐波电流产生的故障，针对产生高次谐波电流的电子设备，在国际上设有限制。为了遵守该限制，在转换器中，采取通过使用AC(Alternating Current，交流电)或者DC(Direct Current，直流电)的斩波，抑制包含于电源电流的高次谐波电流的对策。

其中，作为通过使用AC的斩波技术损耗的损耗降低技术，利用开关元件构成整流电路的无桥转换器的研究得到蓬勃发展。作为无桥转换器的一个例子的专利文献1公开的直流电源装置具备：第1支路，由串联连接的上侧二极管及下侧二极管构成；第2支路，由串联连接的上侧开关元件及下侧开关元件构成；以及直流电源，用于驱动第2支路。另外，专利文献1公开的直流电源装置具备：第1驱动器电路，将从该直流电源输出的电压用作电源电压，生成驱动第2支路的下侧开关元件的驱动信号；自举电路，利用从该直流电源输出的电压，生成用于驱动第2支路的上侧开关元件的电压；以及第2驱动器电路，将从自举电路输出的电压用作电源电压，生成驱动第2支路的上侧开关元件的驱动信号。以下，将驱动器电路称为驱动电路。另外，以下，将第2支路的上侧开关元件简称为上侧开关元件，将第2支路的下侧开关元件简称为下侧开关元件。

自举电路由电阻、二极管以及电容器构成。在专利文献1公开的技术中，在下侧开关元件接通时，由直流电源、自举电路以及下侧开关元件形成闭电路，所以自举电路的电容器被直流电源充电。此时，成为如下形式：对该电容器，不仅施加直流电源的电压，而且还施加形成于第2支路的下侧开关元件的体二极管的正向电压。而且，通过将被充电的电容器的电容器电压用作第2驱动电路的电源电压，在第2驱动电路中，生成用于驱动上侧开关元件的驱动信号。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2016-220378号公报

发明内容

在开关元件中，使用例如由宽带隙(Wide Band Gap：WBG)半导体形成的金属氧化膜半导体场效应型晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：MOSFET)的情况下，在WBG半导体中PN结的势垒比硅(Silicon：Si)半导体高。因此，在形成于WBG的MOSFET的体二极管开始流过正向电流的电压成为比在形成于Si开关元件的体二极管开始流过正向电流的电压高的值。即，可以说形成于WBG的MOSFET的体二极管的正向电流-正向电压特性比形成于Si开关元件的体二极管的正向电流-正向电压特性差。在将这样在体二极管开始流过正向电流的电压相对地高的开关元件使用于专利文献1的下侧开关元件的情况下，有时自举电路的电容器的电容器电压、即驱动电路的电源电压比驱动电路的额定电压高。在这样对驱动电路施加比驱动电路的额定电压高的电源电压的情况下，存在驱动电路的耐电压降低这样的课题。在此叙述的耐电压是驱动电路不会引起绝缘破坏而能够向驱动电路施加规定时间的电压。另外，由于驱动电路的电源电压变高而由驱动电路生成的驱动信号的值变大，所以存在上侧开关元件的短路耐量降低这样的课题。短路耐量被定义为从向上侧开关元件开始流过短路电流至上侧开关元件受到损伤的时间。

本发明是鉴于上述情况完成的，其目的在于得到能够抑制开关元件的驱动电路的电源电压的上升来提高可靠性的电力变换装置。

为了解决上述课题并达成目的，本发明所涉及的电力变换装置将从交流电源供给的交流电力变换为直流电力，其中，该电力变换装置具备：第1布线及第2布线，分别与交流电源连接；第1电抗器，配置于第1布线上。电力变换装置具备第1支路，该第1支路具备第1开关元件、第2开关元件及具有第1连接点的第3布线，第1开关元件及第2开关元件通过第3布线串联地连接，第1连接点通过第1布线与第1电抗器连接。电力变换装置具备第2支路，该第2支路与第1支路并联地连接，具备第3开关元件、第4开关元件及具有第2连接点的第4布线，第3开关元件及第4开关元件通过第4布线串联地连接，第2连接点通过第2布线与交流电源连接。电力变换装置具备：第1电容器，与第2支路并联地连接；第1驱动电路，将驱动第1开关元件的第1驱动信号输出；自举电路，具有将第1驱动电路的电源电压提供给第1驱动电路的第2电容器；以及二极管，作为开始流过正向电流的电压的第1电压低于作为在形成于第2开关元件的体二极管开始流过正向电流的电压的第2电压，用于调整电源电压。

本发明所涉及的电力变换装置起到能够抑制开关元件的驱动电路的电源电压的上升来提高可靠性这样的效果。

附图说明

图1是示出实施方式1所涉及的电力变换装置的结构例的图。

图2是示出可用作图1所示的开关元件的MOSFET的概略构造的示意剖面图。

图3是示出在电源电流的绝对值大于电流阈值并且电源电压极性是正时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第1图。

图4是示出在电源电流的绝对值大于电流阈值并且电源电压极性是负时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第1图。

图5是示出在电源电流的绝对值大于电流阈值并且电源电压极性是正时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第2图。

图6是示出在电源电流的绝对值大于电流阈值并且电源电压极性是负时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第2图。

图7是用于说明在实施方式1所涉及的电力变换装置中发生经由交流电源以及电抗器的电容器短路的动作的第1图。

图8是用于说明在实施方式1所涉及的电力变换装置中发生经由交流电源以及电抗器的电容器短路的动作的第2图。

图9是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值并且电源电压极性是正时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第1图。

图10是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值并且电源电压极性是负时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第1图。

图11是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值并且电源电压极性是正时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第2图。

图12是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值并且电源电压极性是负时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第2图。

图13是示出实施方式1所涉及的电力变换装置具备的控制部的结构例的图。

图14是示出电源电压和由图13所示的电源电压相位计算部计算的电源电压相位推测值以及正弦波值的一个例子的图。

图15是示出实施方式1所涉及的电力变换装置的第1脉冲生成部的结构例的图。

图16是示出图15的基准接通占空、载波以及基准PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)信号的一个例子的图。

图17是示出图15的基准PWM信号、反转PWM信号、第1PWM信号以及第2PWM信号的一个例子的图。

图18是示出图15所示的第1脉冲生成部的脉冲选择器中的选择处理过程的一个例子的流程图。

图19是示出在图1所示的开关元件以及体二极管各自流过的电流、开关元件的损耗以及体二极管的损耗的关系的示意图。

图20是示出图13所示的第2脉冲生成部中的处理过程的一个例子的流程图。

图21是示出图13所示的第2脉冲生成部中的基于电源电流的开关元件的控制过程的一个例子的流程图。

图22是示出由实施方式1所涉及的电力变换装置生成的、电源电压的1个周期量的信号的第1例的图。

图23是示出由实施方式1所涉及的电力变换装置生成的、电源电压的1个周期量的信号的第2例的图。

图24是示出实施方式1所涉及的电力变换装置实施简易开关控制的情况的信号的一个例子的图。

图25是示出由实施方式1所涉及的电力变换装置生成的无源状态的信号的一个例子的图。

图26是示出实施方式1所涉及的电力变换装置具备的驱动电路以及自举电路的图。

图27是示出实施方式1的第1变形例所涉及的电力变换装置的结构例的图。

图28是示出实施方式1的第2变形例所涉及的电力变换装置的结构例的图。

图29是示出实施方式1的第3变形例所涉及的电力变换装置的结构例的图。

图30是示出实施方式2所涉及的电力变换装置的结构例的图。

图31是示出实现实施方式1、2的控制部的硬件结构的一个例子的图。

图32是示出实施方式3所涉及的马达驱动装置的结构例的图。

图33是示出实施方式4所涉及的空气调节器的结构例的图。

(符号说明)

1：单相交流电源；2：电抗器；3：桥电路；4：平滑电容器；5：电源电压检测部；6：电源电流检测部；7：母线电压检测部；10：控制部；11、311、312、313、314、321、322：开关元件；21：电源电流指令值控制部；22：接通占空控制部；23：电源电压相位计算部；24：第1脉冲生成部；25：第2脉冲生成部；26：电流指令值计算部；27：瞬时值指令值计算部；31：第1支路；32：第2支路；41：逆变器；42：马达；43：逆变器控制部；44：马达电流检测部；50：负载；81：压缩机；82：四通阀；83：室外热交换器；84：膨胀阀；85：室内热交换器；86：制冷剂配管；87：压缩机构；100、100-1、100-2、100-3、100A：电力变换装置；101：马达驱动装置；201：处理器；202：存储器；241：载波生成部；242：基准PWM生成部；243：死区时间生成部；244：脉冲选择器；300：直流电压源；311C、321C：引导电容器；311D、321D：引导二极管；311D'、312RD、321D'、322RD：栅极电压抑制二极管；311DC、312DC、321DC、322DC：驱动电路；311R、321R：引导电阻；311a、312a、321a、322a：体二极管；312BD：体二极管电压；401、401A、402、402A：自举电路；501：第1布线；502：第2布线；503：第3布线；504：第4布线；506：第1连接点；508：第2连接点；600：半导体基板；601、603：区域；602：氧化绝缘膜；604：沟道；700：空气调节器。

具体实施方式

以下，根据附图详细说明本发明的实施方式所涉及的电力变换装置、马达驱动装置以及空气调节器。此外，本发明不限于该实施方式。

实施方式1.

图1是示出实施方式1所涉及的电力变换装置的结构例的图。实施方式1所涉及的电力变换装置100是具有将从单相交流电源1供给的交流电力变换为直流电力并施加给负载50的交流直流变换功能的电源装置。以下，有时将单相交流电源1简称为交流电源1。如图1所示，电力变换装置100具备作为第1电抗器的电抗器2、桥电路3、作为第1电容器的平滑电容器4、电源电压检测部5、电源电流检测部6、母线电压检测部7、以及控制部10。

桥电路3具备作为第1电路的第1支路31和作为第2电路的第2支路32。第1支路31具备串联连接的开关元件311以及开关元件312。在开关元件311形成体二极管311a。体二极管311a在开关元件311的漏极与源极之间并联连接。在开关元件312形成体二极管312a。体二极管312a在开关元件312的漏极与源极之间并联连接。体二极管311a、312a各自被用作续流二极管。

第2支路32具备串联连接的开关元件321以及开关元件322。第2支路32与第1支路31并联连接。在开关元件321形成体二极管321a。体二极管321a在开关元件321的漏极与源极之间并联连接。在开关元件322形成体二极管322a。体二极管322a在开关元件322的漏极与源极之间并联连接。体二极管321a、322a各自被用作续流二极管。

详细而言，电力变换装置100具备分别与交流电源1连接的第1布线501以及第2布线502和配置于第1布线501的电抗器2。另外，第1支路31具备作为第1开关元件的开关元件311、作为第2开关元件的开关元件312以及具有第1连接点506的第3布线503。开关元件311以及开关元件312通过第3布线503串联地连接。对第1连接点506连接第1布线501。第1连接点506经由第1布线501以及电抗器2与交流电源1连接。

第2支路32具备作为第3开关元件的开关元件321、作为第4开关元件的开关元件322以及具备第2连接点508的第4布线504，开关元件321以及开关元件322通过第4布线504串联地连接。对第2连接点508连接第2布线502。第2连接点508经由第2布线502与交流电源1连接。作为电容器的平滑电容器4与第2支路32并联连接。

在开关元件311、312、321、322中，能够使用由WBG半导体形成的MOSFET。在WBG半导体中，使用氮化镓(Gallium Nitride：GaN)系材料、碳化硅(Silicon Carbide：SiC)、金刚石或者氮化铝。通过在开关元件311、312、321、322中使用WBG半导体，耐电压性变高，容许电流密度也变高，所以能够实现模块的小型化。另外，WBG半导体由于耐热性高，所以通过在开关元件311、312、321、322中使用WBG半导体，能够使用于将在开关元件中产生的热散热的散热片小型化。

控制部10根据从电源电压检测部5、电源电流检测部6以及母线电压检测部7分别输出的信号，生成使桥电路3的开关元件311、312、321、322动作的驱动脉冲。电源电压检测部5检测作为交流电源1的输出电压的电源电压Vs，将表示检测结果的电信号输出给控制部10。电源电流检测部6检测作为从交流电源1输出的电流的电源电流Is，将表示检测结果的电信号输出给控制部10。母线电压检测部7检测母线电压Vdc，输出给控制部10。母线电压Vdc是用平滑电容器4对桥电路3的输出电压进行平滑而得到的电压。

接下来，说明实施方式1所涉及的电力变换装置100的基本的动作。以下，有时将与交流电源1的正侧即交流电源1的正极端子连接的开关元件311、321称为上侧开关元件。另外，有时将与交流电源1的负侧即交流电源1的负极端子连接的开关元件312、322称为下侧开关元件。

在第1支路31中，上侧开关元件和下侧开关元件互补地动作。即，在上侧开关元件以及下侧开关元件中，在一方成为接通的情况下，另一方是断开。构成第1支路31的开关元件311、312通过从后述驱动电路输出的驱动信号驱动。该驱动电路将由控制部10生成的PWM信号放大，将放大的信号作为驱动信号输出。以下，将依照驱动信号的开关元件的接通或者断开的动作还称为开关动作。

构成第2支路32的开关元件321、322与开关元件311、312同样地进行依照驱动信号的动作，成为接通或者断开。基本上，根据作为从交流电源1输出的电压的极性的电源电压极性，成为接通或者断开的状态。具体而言，在电源电压极性是正的情况下，开关元件322是接通，并且开关元件321是断开，在电源电压极性是负的情况下，开关元件321是接通，并且开关元件322是断开。但是，如后所述，在实施方式1中，为了防止经由交流电源1以及电抗器2的平滑电容器4的短路，在从交流电源1输出的电源电流Is的绝对值是阈值以下的情况下，开关元件322以及开关元件321都成为断开。此外，为了防止经由交流电源1以及电抗器2的平滑电容器4的短路，在从交流电源1输出的电源电流Is的绝对值是阈值以下的情况下，也可以使开关元件312以及开关元件311都成为断开。以下，将与电源电流Is的绝对值比较的上述阈值称为电流阈值。另外，以下，将平滑电容器4的短路称为电容器短路。电容器短路是积蓄于平滑电容器4的能量被释放，在交流电源1中再生电流的状态。

接下来，说明实施方式1中的开关元件的状态和在实施方式1所涉及的电力变换装置100流过的电流的路径的关系。此外，在本说明之前，参照图2说明MOSFET的构造。

图2是示出可用作图1所示的开关元件的MOSFET的概略构造的示意剖面图。在图2中，例示n型MOSFET。在n型MOSFET的情况下，如图2所示，使用p型的半导体基板600。在半导体基板600中，形成源极电极S、漏极电极D以及栅极电极G。在与源极电极S以及漏极电极D相接的部位，注入高浓度的杂质的离子来形成n型的区域601。另外，在半导体基板600中，在未形成n型的区域601的部位与栅极电极G之间，形成氧化绝缘膜602。即，在栅极电极G与半导体基板600中的p型的区域603之间，介有氧化绝缘膜602。

在对栅极电极G施加正电压时，电子被吸引到半导体基板600中的p型的区域603与氧化绝缘膜602之间的边界面，该边界面带负电。关于电子集中的地方，电子的密度比空穴密度高而n型化。该n型化的部分成为电流的通道被称为沟道604。沟道604在图2的例子中是n型沟道。通过MOSFET被控制为接通，相比于形成于p型的区域603的体二极管，流通的电流更多地流入到沟道604。

在图3至图6中，示出电源电流Is的绝对值大于电流阈值的情况下的实施方式1所涉及的电力变换装置100中的电流的路径。

图3是示出在电源电流的绝对值大于电流阈值并且电源电压极性是正时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第1图。在图3中，电源电压极性是正，开关元件311以及开关元件322是接通，开关元件312以及开关元件321是断开。在该状态下，电流按照交流电源1、电抗器2、开关元件311、平滑电容器4、开关元件322、交流电源1的顺序流过。这样，在实施方式1中，并非在体二极管311a以及体二极管322a流过电流而在开关元件311以及开关元件322各自的沟道流过电流，从而进行同步整流动作。

图4是示出在电源电流的绝对值大于电流阈值并且电源电压极性是负时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第1图。在图4中，电源电压极性是负，开关元件312以及开关元件321是接通，开关元件311以及开关元件322是断开。在该状态下，电流按照交流电源1、开关元件321、平滑电容器4、开关元件312、电抗器2、交流电源1的顺序流过。这样，在实施方式1中，并非在体二极管321a以及体二极管312a流过电流而在开关元件321以及开关元件312各自的沟道流过电流，从而进行同步整流动作。

图5是示出在电源电流的绝对值大于电流阈值并且电源电压极性是正时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第2图。在图5中，电源电压极性是正，开关元件312以及开关元件322是接通，开关元件311以及开关元件321是断开。在该状态下，电流按照交流电源1、电抗器2、开关元件312、开关元件322、交流电源1的顺序流过，形成不经由平滑电容器4的电源短路路径。这样，在实施方式1中，不在体二极管312a以及体二极管322a流过电流而在开关元件312以及开关元件322各自的沟道流过电流，从而形成电源短路路径。

图6是示出在电源电流的绝对值大于电流阈值并且电源电压极性是负时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第2图。在图6中，电源电压极性是负，开关元件311以及开关元件321是接通，开关元件312以及开关元件322是断开。在该状态下，电流按照交流电源1、开关元件321、开关元件311、电抗器2、交流电源1的顺序流过，形成不经由平滑电容器4的电源短路路径。这样，在实施方式1中，不在体二极管311a以及体二极管321a流过电流而在开关元件311以及开关元件321各自的沟道流过电流，从而形成电源短路路径。

控制部10通过控制以上叙述的电流路径的切换，能够控制电源电流Is以及母线电压Vdc的值。

然而，在未流过电源电流Is时，在开关元件311以及开关元件322成为接通的情况下，发生经由交流电源1以及电抗器2的电容器短路。由此，在与本来相逆的方向上流过电流，存在发生功率因数恶化、高次谐波分量的增大、由于过电流引起的元件破损或者损耗的增大这样的问题的可能性。

在图7以及图8中，示出发生经由交流电源1以及电抗器2的电容器短路的状态。

图7是用于说明在实施方式1所涉及的电力变换装置中发生经由交流电源以及电抗器的电容器短路的动作的第1图。在图7中，示出电源电压极性是正，未流过电源电流Is的状态。电源电压极性是正，所以本来如图3所示电流应按照交流电源1、电抗器2、开关元件311、平滑电容器4、开关元件322、交流电源1的顺序流过。然而，在未流过电源电流Is的状态下，开关元件311以及开关元件322成为接通时，如图7所示，在与本来相逆的方向上流过电流，产生电容器短路。即，积蓄于平滑电容器4的能量被输出给交流电源1。

图8是用于说明在实施方式1所涉及的电力变换装置中发生经由交流电源以及电抗器的电容器短路的动作的第2图。在图8中，示出电源电压极性是负，未流过电源电流Is的状态。电源电压极性是负，所以本来如图4所示电流应按照交流电源1、开关元件321、平滑电容器4、开关元件312、电抗器2、交流电源1的顺序流过。然而，在未流过电源电流Is的情况下，在开关元件312以及开关元件321成为接通时，如图8所示，在与本来相逆的方向上流过电流，产生电容器短路。

实施方式1所涉及的电力变换装置100为了防止电容器短路，在电源电流Is的绝对值是电流阈值以上的情况下，许可使开关元件321、322成为接通状态，在电源电流Is的绝对值小于阈值的情况下，使开关元件321、322成为断开状态。由此，能够防止经由交流电源1以及电抗器2的电容器短路，能够得到可靠性高的电力变换装置。

在图9至图12中，示出电源电流Is的绝对值小于电流阈值的情况下的实施方式1所涉及的电力变换装置100中的电流的路径。

图9是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值并且电源电压极性是正时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第1图。在图9中，电源电压极性是正，开关元件311是接通，开关元件312、开关元件321以及开关元件322是断开。在该情况下，开关元件322的体二极管322a作为续流二极管发挥功能，如图9所示，电流按照交流电源1、电抗器2、开关元件311、平滑电容器4、体二极管322a、交流电源1的顺序流过。此外，电源电流Is的绝对值是不引起误动作的程度的值即可，越低，则同步整流期间越长，能够更有效地降低导通损耗。另外，在电源电流Is的绝对值是不需要同步整流动作的程度的小值的情况下，也可以使开关元件311成为断开状态。通过使开关元件311成为断开状态，不产生开关元件311的栅极驱动电力，所以相比于进行同步整流动作的情况，能够降低与驱动信号的生成相伴的电力消耗量。此外，生成驱动信号的驱动电路的详细情况后述。

图10是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值并且电源电压极性是负时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第1图。在图10中，电源电压极性是负，开关元件312是接通，开关元件311、开关元件321以及开关元件322是断开。在该情况下，开关元件321的体二极管321a作为续流二极管发挥功能，如图10所示，电流按照交流电源1、体二极管321a、平滑电容器4、开关元件312、电抗器2、交流电源1的顺序流过。此外，电源电流Is的绝对值是不引起误动作的程度的值即可，越低，则同步整流期间越长，能够更有效地降低导通损耗。另外，在电源电流Is的绝对值是不需要同步整流动作的程度的小值的情况下，也可以使开关元件312成为断开状态。通过使开关元件312成为断开状态，不产生开关元件312的栅极驱动电力，所以相比于进行同步整流动作的情况，能够降低与驱动信号的生成相伴的电力消耗量。

图11是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值并且电源电压极性是正时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第2图。在图11中，电源电压极性是正，开关元件312是接通，开关元件311、开关元件321以及开关元件322是断开。在该情况下，开关元件322的体二极管322a作为续流二极管发挥功能，如图11所示，电流按照交流电源1、电抗器2、开关元件312、体二极管322a、交流电源1的顺序流过。此外，在该情况下，流过短路电流，所以即使在电源电流Is的绝对值小于电流阈值时，也可以与使开关元件312成为接通同时，使开关元件322成为接通。在该情况下，由于开关元件322的接通电阻引起的下降电压小于体二极管322a的正向电压，所以开关元件322的导通损耗被降低。

图12是示出在电源电流的绝对值小于电流阈值并且电源电压极性是负时在实施方式1所涉及的电力变换装置流过的电流的路径的第2图。在图12中，电源电压极性是负，开关元件311是接通，开关元件312、开关元件321以及开关元件322是断开。在该情况下，开关元件321的体二极管321a作为续流二极管发挥功能，如图12所示，电流按照交流电源1、体二极管321a、开关元件311、电抗器2、交流电源1的顺序流过。此外，在该情况下，流过短路电流，所以即使在电源电流Is的绝对值小于电流阈值的情况下，也可以与使开关元件311成为接通同时，使开关元件321成为接通。在该情况下，由于开关元件321的接通电阻引起的下降电压小于体二极管321a的正向电压，所以开关元件321的导通损耗被降低。

接下来，说明实施方式1所涉及的电力变换装置100具备的控制部10的结构。图13是示出实施方式1所涉及的电力变换装置具备的控制部的结构例的图。如图13所示，控制部10具备电源电流指令值控制部21、接通占空控制部22、电源电压相位计算部23、第1脉冲生成部24、第2脉冲生成部25、电流指令值计算部26以及瞬时值指令值计算部27。

电源电流指令值控制部21根据由母线电压检测部7检测的母线电压Vdc和母线电压指令值Vdc*，计算电流实效值指令值Is_rms

电流指令值计算部26将电流实效值指令值Is_rms

接通占空控制部22对由瞬时值指令值计算部27计算的电源电流瞬时值指令值Is

电源电压相位计算部23使用由电源电压检测部5检测的电源电压Vs，计算电源电压相位推测值θ^

电源电压相位计算部23使电源电压相位推测值θ^

图15是示出实施方式1所涉及的电力变换装置的第1脉冲生成部的结构例的图。第1脉冲生成部24具备载波生成部241、基准PWM生成部242、死区时间生成部243以及脉冲选择器244。

载波生成部241生成作为载波信号的载波carry。载波carry被用于生成基准PWM信号Scom。在载波carry中，可以例示其波峰的值为“1”、其波谷的值为“0”的三角波。基准PWM信号Scom是被用于驱动开关元件311、312、321、322的、成为PWM信号的基准的信号。如上所述，在实施方式1中，以互补的PWM控制为前提，在第1支路31的一方的开关元件的驱动中，使用基准PWM信号，在第1支路31的另一方的开关元件中，使用相对该基准PWM信号成为互补的PWM信号。

基准PWM生成部242通过比较由图13所示的接通占空控制部22计算的基准接通占空duty和载波carry的大小关系，生成基准PWM信号Scom。图16是示出图15的基准接通占空、载波以及基准PWM信号的一个例子的图。如图16所示，基准PWM生成部242在基准接通占空duty>载波carry的情况下，使基准PWM信号Scom成为表示接通的值，在基准接通占空duty≤载波carry的情况下，使基准PWM信号Scom成为表示断开的值，从而生成基准PWM信号Scom。在图16中，例示高有效的基准PWM信号Scom。高有效的基准PWM信号Scom是高电平表示接通，低电平表示断开的信号。此外，由基准PWM生成部242生成的信号不限定于高有效的基准PWM信号Scom，也可以是低有效的基准PWM信号Scom。低有效的基准PWM信号Scom是高电平表示断开，低电平表示接通的信号。

返回到图15的说明，死区时间生成部243根据基准PWM信号Scom，生成并输出作为2个互补的信号的第1PWM信号Sig1以及第2PWM信号Sig2。具体而言，死区时间生成部243生成作为使基准PWM信号Scom反转的信号的反转PWM信号Scom’。之后，死区时间生成部243通过在基准PWM信号Scom以及反转PWM信号Scom’设置死区时间，生成第1PWM信号Sig1以及第2PWM信号Sig2。

即，死区时间生成部243以在死区时间的期间使第1PWM信号Sig1以及第2PWM信号Sig2这两方成为表示断开的值的方式，生成第1PWM信号Sig1以及第2PWM信号Sig2。作为一个例子，死区时间生成部243使第1PWM信号Sig1与基准PWM信号Scom相同。另外，死区时间生成部243通过针对反转PWM信号Scom’在死区时间的期间将信号值从表示接通的值变更为表示断开的值，生成第2PWM信号Sig2。

在通过使基准PWM信号Scom反转生成反转PWM信号Scom’，利用基准PWM信号Scom以及反转PWM信号Scom’分别驱动构成同一支路的2个开关元件的情况下，理想而言，没有构成同一支路的2个开关元件同时成为接通的期间。然而，一般而言，在从接通状态向断开状态的迁移中产生延迟，并且在从断开状态向接通状态的迁移中产生延迟。因此，由于该延迟，产生构成同一支路的2个开关元件同时成为接通的期间，存在构成同一支路的2个开关元件短路的可能性。死区时间是以即使这样产生状态迁移的延迟，也不会使构成同一支路的2个开关元件同时成为接通的方式设置的期间。在死区时间的期间，驱动构成同一支路的2个开关元件的2个PWM信号都被设定为表示断开的值。

图17是示出图15的基准PWM信号、反转PWM信号、第1PWM信号以及第2PWM信号的一个例子的图。在图17中，从上依次示出基准PWM信号Scom、反转PWM信号Scom’、第1PWM信号Sig1以及第2PWM信号Sig2。在图17中，在反转PWM信号Scom’是表示接通的值时，在死区时间td的期间，第2PWM信号Sig2成为表示断开的值。此外，上述死区时间td的生成方法是一个例子，死区时间td的生成方法不限定于上述例子，可以使用任意的方法。

返回到图15的说明，脉冲选择器244选择将从死区时间生成部243输出的第1PWM信号Sig1以及第2PWM信号Sig2传送给开关元件311以及开关元件312中的哪一个驱动电路。图18是示出图15所示的第1脉冲生成部的脉冲选择器中的选择处理过程的一个例子的流程图。脉冲选择器244首先判断电源电压Vs的极性是否为正、即是否Vs>0(步骤S1)。在电源电压Vs的极性是正的情况下(步骤S1：“是”)，脉冲选择器244将第1PWM信号Sig1作为pulse_312A传递给开关元件312的驱动电路，将第2PWM信号Sig2作为pulse_311A传递给开关元件311的驱动电路(步骤S2)。其原因为，在电源电压Vs是正极性时，通过开关元件311以及开关元件312各自的断开或者接通，切换图5所示的电流的路径和图3所示的电流的路径，即通过开关元件311以及开关元件312的开关动作，进行母线电压Vdc以及电源电流Is的控制。

在电源电压Vs的极性是负的情况下(步骤S1：“否”)，脉冲选择器244将第1PWM信号Sig1作为pulse_311A传递给开关元件311的驱动电路，将第2PWM信号Sig2作为pulse_312A传递给开关元件312的驱动电路(步骤S3)。其原因为，在电源电压Vs是负极性时，通过开关元件311以及开关元件312各自的断开或者接通，切换图6所示的电流的路径和图4所示的电流的路径，即通过开关元件311以及开关元件312的开关动作，进行母线电压Vdc以及电源电流Is的控制。脉冲选择器244每当电源电压Vs的极性变化时，反复以上的动作。

如以上所述，第1脉冲生成部24生成作为用于驱动开关元件311的信号的pulse_311A和作为用于驱动开关元件312的信号的pulse_312A。

如上所述，开关元件311以及开关元件312被互补地控制，所以从基准PWM信号Scom生成反转PWM信号Scom’的处理能够使用简易的信号反转处理来实现。另外，不依赖于电源电压极性，而能够使1个载波中的驱动脉冲的输出关系成为大致相同，并且能够容易地实现上下支路的短路防止。能够用简易的处理，实现稳定的控制。

另外，在实施方式1所涉及的电力变换装置100中，能够实现利用第1支路31的开关元件311、312的同步整流控制。因此，在实施方式1所涉及的电力变换装置100中，如图19所示，在开关元件的损耗小于体二极管的损耗的区域、即在开关元件以及体二极管各自流过的电流小的区域，能够降低损耗，能够得到高效的系统。

图19是示出在图1所示的开关元件以及体二极管各自流过的电流、开关元件的损耗以及体二极管的损耗的关系的示意图。图19的横轴表示在接通状态的开关元件流过的电流和在体二极管流过的电流。图19的纵轴表示在接通状态的开关元件流过电流时发生的损耗和在体二极管流过电流时发生的损耗。实线表示体二极管的损耗特性。体二极管的损耗特性表示在体二极管流过的电流和由于流过该电流起因于体二极管的接通电阻而产生的损耗的关系。虚线表示接通状态的开关元件的损耗特性。损耗特性表示在开关元件的载体流过的电流和由于流过该电流起因于开关元件的接通电阻而产生的损耗的关系。符号A所示的区域表示在开关元件以及体二极管各自流过的电流小的区域。符号B所示的区域表示在开关元件以及体二极管各自流过的电流大的区域。区域A和区域B的边界等于在开关元件产生的损耗的值和在体二极管产生的损耗的值相等的电流值。

如图19所示，通过在开关元件的损耗比体二极管的损耗高的区域B中使互补动作停止，能够抑制由于同步整流控制引起的损耗增加。即，通过进行控制使得根据电源电流Is切换有无实施同步整流控制，能够在全负载区域中得到高效的系统。

在此，在图13所示的电源电流指令值控制部21以及接通占空控制部22的运算中使用的控制参数中，存在与驱动条件符合的最佳值。驱动条件通过电源电压Vs、电源电流Is以及母线电压Vdc中的至少1个值表示。例如，接通占空控制部22中的比例控制增益优选与母线电压Vdc成反比例地变化。其原因为，在相对驱动条件的变化，使控制参数的值成为恒定的情况下，控制参数大幅脱离适合于控制的值，其结果，存在电源电流Is的高次谐波增加，母线电压Vdc的脉动增加，电源功率因数降低的可能性。为了抑制这样的母线电压Vdc的脉动的增加、电源功率因数的降低等，电源电流指令值控制部21以及接通占空控制部22也可以保持用于实现期望的电路的动作的计算式或者表，利用该计算式或者表，根据检测信息，调整控制参数。通过设为根据检测信息调整控制参数的结构，控制参数成为适合于控制的值，控制性提高。此外，检测信息例如是电源电压Vs、电源电流Is以及母线电压Vdc中的至少1个、或者能够推测它们的信息。可推测的信息可以例示用检测从交流电源1供给的电力的检测器检测的电力信息。

另外，在上述例子中，作为电源电流指令值控制部21以及接通占空控制部22中的运算手法，举出了比例积分控制，但本发明不限定于这些运算手法，也可以使用其他运算手法，还可以追加微分项而成为比例积分微分控制。另外，电源电流指令值控制部21以及接通占空控制部22中的运算手法也可以并非同一手法。

返回到图13的说明，第2脉冲生成部25根据由电源电压检测部5检测的电源电压Vs和由电源电流检测部6检测的电源电流Is，生成并输出作为用于驱动开关元件321的信号的pulse_321A和作为用于驱动开关元件322的信号的pulse_322A。

图20是示出图13所示的第2脉冲生成部中的处理过程的一个例子的流程图。第2脉冲生成部25的基本的动作是根据电源电压Vs的极性，控制开关元件321以及开关元件322的接通或者断开的状态。如图20所示，第2脉冲生成部25判断电源电压Vs的极性是否为正、即是否Vs>0(步骤S11)。在电源电压Vs的极性是正的情况下(步骤S11：“是”)，第2脉冲生成部25使开关元件321成为断开，使开关元件322成为接通，所以生成并输出pulse_321A以及pulse_322A(步骤S12)。

在电源电压Vs的极性是负的情况下(步骤S11：“否”)，第2脉冲生成部25使开关元件321成为接通，使开关元件322成为断开，所以生成并输出pulse_321A以及pulse_322A(步骤S13)。由此，能够进行同步整流控制，如上所述能够实现高效的系统。

然而，如上所述，在未流过电源电流Is时，在开关元件311以及开关元件322成为接通的情况下，发生经由交流电源1以及电抗器2的电容器短路。因此，在实施方式1所涉及的电力变换装置100中，除了开关元件311以及开关元件322的控制以外，根据电源电流Is，控制开关元件321以及开关元件322的接通或者断开的状态。

图21是示出图13所示的第2脉冲生成部中的基于电源电流的开关元件的控制过程的一个例子的流程图。如图21所示，判断电源电流Is的绝对值是否大于电流阈值β(步骤S21)。在电源电流Is的绝对值大于电流阈值β的情况下(步骤S21：“是”)，第2脉冲生成部25许可开关元件321以及开关元件322的接通(步骤S22)。在开关元件321以及开关元件322的接通被许可的情况下，通过图20所示的电源电压Vs的极性，控制接通以及断开的状态。

在电源电流Is的绝对值是电流阈值β以下的情况下(步骤S21：“否”)，第2脉冲生成部25不许可开关元件321以及开关元件322的接通(步骤S23)。在开关元件321以及开关元件322的接通未被许可的情况下，进行控制使得与图20所示的电源电压Vs的极性无关地，开关元件321以及开关元件322成为断开状态。

通过以上的控制，在针对开关元件的体二极管在正向上流过比电流阈值β大的电流的情况下，开关元件321以及开关元件322被接通。由此，能够防止经由交流电源1以及电抗器2的电容器短路。另外，第2脉冲生成部25也可以不进行根据电源电压Vs的极性控制接通或者断开，而利用电源电流Is的极性、即电流流动的方向，控制开关元件321以及开关元件322。

另外，也可以代替图21所示的处理，根据开关控制的状态，判断是否许可开关元件321以及开关元件322的接通。在未进行开关时，在开关元件未流过电流，所以预测成为这样的状态的定时，不许可开关元件321以及开关元件322的接通。此外，在该情况下，在无源全波整流、即不使用短路路径的状态下，有时得不到同步整流效果，但能够不依赖于电流或者电压的检测而简单地构筑控制。

另外，也可以代替图21所示的处理，根据电源电压Vs和母线电压Vdc的差，判断是否许可开关元件321以及开关元件322的接通。具体而言，在成为(电源电压-母线电压)>0的情况下，许可开关元件321以及开关元件322的接通，在(电源电压-母线电压)≤0的情况下，不许可开关元件321以及开关元件322的接通。

此外，在上述例子中，第2脉冲生成部25根据电源电压极性，选择开关元件321以及开关元件322中的、成为接通的开关元件，根据电源电流Is，进行用于防止电容器短路的开关元件321以及开关元件322的控制。然而，不限定于该例子，也可以第1脉冲生成部24根据电源电流Is，判断是否以防止电容器短路的方式许可开关元件311、312、321、322的接通，第2脉冲生成部25针对开关元件321以及开关元件322，不实施防止电容器短路的控制，进行与电源电压极性对应的开关。

具体而言，第1脉冲生成部24在电源电压Vs是正的情况下，在电源电流Is的绝对值是电流阈值β以下时，不许可开关元件311的接通，在电源电流Is的绝对值大于电流阈值β时，许可开关元件311的接通。另外，第1脉冲生成部24在电源电压Vs是负的情况下，在电源电流Is的绝对值是电流阈值β以下时，不许可开关元件312的接通，在电源电流Is的绝对值大于电流阈值β时，许可开关元件312的接通。

另外，在上述例子中，通过生成互补的PWM信号的方法，实现每个电源周期的各支路中的开关，但PWM信号的生成方法不限于该例子。具体而言，控制部10也可以在电源电压Vs是正的情况下，生成用于驱动开关元件312的信号pulse_312A，在电源电压Vs是负的情况下，生成用于驱动开关元件311的信号pulse_311A。另外，在该情况下，控制部10也可以根据电源电流Is、电源电压Vs以及母线电压Vdc的关系，生成用于驱动开关元件311、312的PWM信号。由此，能够在电源电流Is成为零的定时之前使开关元件311、312成为断开，在该情况下，即使在根据电源电压极性控制开关元件321、322的动作的情况下，也能够防止经由交流电源1以及电抗器2的电容器短路。

图22是示出由实施方式1所涉及的电力变换装置生成的、电源电压的1个周期量的信号的第1例的图。在图22中，示出通过在图20中说明的处理生成的信号的一个例子。在图22中，在横轴中示出时间，从上依次示出电源电压Vs、电源电流Is、定时器设定值α及载波信号、用于驱动开关元件311的信号、用于驱动开关元件312的信号、用于驱动开关元件321的信号、以及用于驱动开关元件322的信号。

定时器设定值α是与基准接通占空duty对应的指令值，随着时间的经过而阶段性地变化。定时器设定值α是1段的纵轴成为同一值的期间。与这样阶段性地变化的定时器设定值α各自对应的基准接通占空duty与作为载波信号的载波carry比较，确定开关元件311、321的脉冲宽度。在电源电压Vs的零交叉附近，基准接通占空duty小，随着接近电源电压Vs的峰值，基准接通占空duty变大。此外，在图22中，省略死区时间。

正侧的电流阈值(正)是为了在电源电流Is从负极变化为正极时抑制零交叉附近处的过度的开关动作而设定的。同样地，负侧的电流阈值(负)是为了在电源电流Is从正极变化为负极时抑制零交叉附近处的过度的开关动作而设定的。

在图22中，示出在电源电压Vs是正极性时，以开关元件312为主，在电源电压Vs是负极性时，以开关元件311为主，对开关元件311、312互补地进行PWM控制的动作例。因此，在电源电压Vs是正极性时，利用向下凸的圆弧形状的基准接通占空duty，即使在电源电压Vs是负极性时，也利用向下凸的圆弧形状的基准接通占空duty。

开关元件321、322根据电源电压Vs的极性切换接通或者断开，进而在电源电流Is的绝对值是电流阈值以下的情况下成为断开。此外，实施方式1所涉及的电力变换装置100也可以设为通过在电源电流检测部6设置滤波或者迟滞，抑制电流阈值附近处的过度的开关动作的结构。另外，实施方式1所涉及的电力变换装置100也可以成为通过在控制部10的内部设置针对电源电流Is的滤波器或者迟滞，抑制电流阈值附近处的过度的开关动作的结构。

图23是示出由实施方式1所涉及的电力变换装置生成的、电源电压的1个周期量的信号的第2例的图。在图23中，与图22同样地，在横轴中示出时间，从上依次示出电源电压Vs、电源电流Is、定时器设定值α及载波信号、用于驱动开关元件311的信号、用于驱动开关元件312的信号、用于驱动开关元件321的信号、以及用于驱动开关元件322的信号。

在图23中，示出电源电压Vs是正极性以及负极性这双方且以开关元件312为主，对开关元件311、312互补地进行PWM控制的动作例。因此，在电源电压Vs是正极性时，利用向下凸的圆弧形状的基准接通占空duty，在电源电压Vs是负极性时，利用向上凸的圆弧形状的基准接通占空duty。在图23的动作例中，在电源电压Vs是正极性的情况下，生成用于驱动开关元件312的信号pulse_312A，在电源电压Vs是负极性的情况下，生成用于驱动开关元件311的信号pulse_311A。

另外，在上述图22中，示出通过载波信号控制开关元件的例子，但在电源周期的半周期中，进行1次到几次的开关的简易开关控制中，也能够应用实施方式1的动作。图24是示出实施方式1所涉及的电力变换装置实施简易开关控制的情况的信号的一个例子的图。在图24中，在横轴中示出时间，从上依次示出电源电压Vs、电源电流Is、电源电流Is的绝对值|Is|、电源极性信号、电源电流信号、用于驱动开关元件311的信号、用于驱动开关元件312的信号、用于驱动开关元件321的信号、以及用于驱动开关元件322的信号。电源极性信号是与电源电压Vs的极性对应地变化的二进制的信号，被用于控制开关元件311、312的开关元件动作。电源电流信号是被用于控制开关元件321、322的开关元件动作的二进制的信号。

在图24中示出3个电流阈值。电源电流Is的正侧的电流阈值是以与在图22中叙述的正侧的电流阈值(正)同样的目的设定的阈值。电源电流Is的负侧的电流阈值是以与在图22中叙述的负侧的电流阈值(负)同样的目的设定的阈值。针对电源电流Is的绝对值|Is|设定的电流阈值是为了使电源电流信号的值变化而设定的阈值。

通过检测电源电压Vs的零交叉，生成电源极性信号，通过检测电源电流Is的零交叉，生成电源电流信号。在该情况下，电力变换装置100在电源电流Is的绝对值|Is|是电流阈值以下的情况下，以使开关元件311以及开关元件321不同时接通的方式控制，并，以使开关元件312以及开关元件322不同时接通的方式控制。由此，能够防止电容器短路。

另外，即使在开关元件311、312未进行开关动作的无源状态下，在电源电流Is的绝对值是电流阈值以下的情况下，通过不使开关元件321以及开关元件322接通，能够防止电容器短路。

图25是示出由实施方式1所涉及的电力变换装置生成的无源状态的信号的一个例子的图。在图25中，与图24同样地，在横轴中示出时间，从上依次示出电源电压Vs、电源电流Is、电源电流Is的绝对值|Is|、电源极性信号、电源电流信号、用于驱动开关元件311的信号、用于驱动开关元件312的信号、用于驱动开关元件321的信号、以及用于驱动开关元件322的信号。即使在该情况下，电力变换装置100在电源电流Is的绝对值是电流阈值以下的情况下，以使开关元件311以及开关元件321不同时接通的方式控制，并且以使开关元件312以及开关元件322不同时接通的方式控制。由此，能够防止电容器短路。

接下来，使用图26至图29，说明各开关元件的驱动电路和自举电路。

图26是示出实施方式1所涉及的电力变换装置具备的驱动电路以及自举电路的图。如图26所示，电力变换装置100除了图1所示的结构以外，还具备2个直流电压源300、4个驱动电路311DC、312DC、321DC、322DC以及2个自举电路401、402。在图26的电力变换装置100中，驱动电路311DC、312DC共用一方的直流电压源300，驱动电路321DC、322DC共用另一方的直流电压源300，但也可以设为代替2个直流电压源300，使用1个直流电压源300，4个驱动电路311DC、312DC、321DC、322DC共用1个直流电压源300的结构。

作为第1驱动电路的驱动电路311DC将从自举电路401输出的电压用作电源电压，将来自控制部10的pulse_311A变换为驱动开关元件311的第1驱动信号，输出给开关元件311的栅极。自举电路401的结构的详细情况后述。作为第2驱动电路的驱动电路312DC将从直流电压源300输出的电压用作电源电压，将来自控制部10的pulse_312A变换为驱动开关元件312的第2驱动信号，输出给开关元件312的栅极。

驱动电路321DC将从自举电路402输出的电压用作电源电压，将来自控制部10的pulse_321A变换为驱动开关元件321的驱动信号，输出给开关元件321的栅极。驱动电路322DC将从直流电压源300输出的电压用作电源电压，将来自控制部10的pulse_322A变换为驱动开关元件322的驱动信号，输出给开关元件322的栅极。

自举电路401具备：引导电阻311R，一端与直流电压源300连接；引导二极管311D，阳极与引导电阻311R的另一端连接；作为第2电容器的引导电容器311C，一端与引导二极管311D的阴极连接，另一端与驱动电路311DC连接；以及栅极电压抑制二极管311D’。

栅极电压抑制二极管311D’的阳极与引导二极管311D的阴极和引导电容器311C的一端连接。栅极电压抑制二极管311D’的阴极与驱动电路311DC连接。设为作为在栅极电压抑制二极管311D’开始流过正向电流的电压的第1电压的值低于作为在体二极管312a开始流过正向电流的电压的第2电压的值。即，设为栅极电压抑制二极管311D’的正向电流-正向电压特性比体二极管312a的正向电流-正向电压特性优良。此外，在二极管开始流过正向电流的电压一般被称为正向电压。

自举电路402与自举电路401同样地构成，具备：引导电阻321R，一端与直流电压源300连接；引导二极管321D，阳极与引导电阻321R的另一端连接；引导电容器321C，一端与引导二极管321D的阴极连接，另一端与驱动电路321DC连接；以及栅极电压抑制二极管321D’。

栅极电压抑制二极管321D’的阳极与引导二极管321D的阴极和引导电容器321C的一端连接。栅极电压抑制二极管321D’的阴极与驱动电路321DC连接。设为在栅极电压抑制二极管321D’开始流过正向电流的电压的值低于在体二极管322a开始流过正向电流的电压的值。即，设为栅极电压抑制二极管321D’的正向电流-正向电压特性比体二极管322a的正向电流-正向电压特性优良。使用栅极电压抑制二极管311D’的理由后述。此外，自举电路402与自举电路401同样地构成，所以省略自举电路402的结构的详细描述。

在这样构成的自举电路401中，在开关元件312接通时，在由直流电压源300、引导电阻311R、引导二极管311D、引导电容器311C以及开关元件312构成的路径中流过电流，引导电容器311C被充电。在被充电的引导电容器311C的两端产生的电容器电压V

例如，在V

在电容器电压V

在图26所示的电力变换装置100中，在引导电容器311C与驱动电路311DC之间设置有栅极电压抑制二极管311D’。即，引导电容器311C经由栅极电压抑制二极管311D’与驱动电路311DC连接。因此，将引导电容器311C的电容器电压在通过栅极电压抑制二极管311D’降低一定值之后，作为驱动电路311DC的电源电压施加到驱动电路311DC。这样，栅极电压抑制二极管311D’作为用于调整从引导电容器311C提供给驱动电路311DC的驱动电路311DC的电源电压的电源电压调整用元件发挥功能。

例如，在V

这样，在未设置栅极电压抑制二极管311D’的情况下，对驱动电路311DC施加与V

根据实施方式1所涉及的电力变换装置100，能够抑制驱动电路311DC的耐电压的降低，能够抑制开关元件311的短路耐量的降低。另外，能够将驱动电路311DC的电源电压调整为与驱动电路312DC的电源电压相等的值，所以能够抑制开关元件311与开关元件312之间的发热的偏倚，电力变换装置100的可靠性提高。

另外，根据实施方式1所涉及的电力变换装置100，能够将驱动电路311DC的电源电压调整为与驱动电路312DC的电源电压相等的值，所以能够使构成驱动电路311DC以及驱动电路312DC的零件共用化，相比于用不同的零件制造驱动电路311DC以及驱动电路312DC的情况，零件的成品率提高。另外，驱动电路311DC以及驱动电路312DC的制造成本被降低，并且能够实现驱动电路311DC以及驱动电路312DC的制造阶段中的零件的容积减小。进而，电力变换装置100的修理时的驱动电路311DC以及驱动电路312DC的更换作业容易化。

此外，在图26所示的电力变换装置100中，在自举电路401的内部设置有栅极电压抑制二极管311D’，但栅极电压抑制二极管311D’也可以与自举电路401独立地制作，设置于自举电路401与驱动电路311DC之间。在自举电路401的内部设置有栅极电压抑制二极管311D’的情况下，能够使栅极电压抑制二极管311D’、引导电容器311C等成为一体来制造自举电路401，所以电力变换装置100的生产效率提高。另外，在将栅极电压抑制二极管311D’与自举电路401独立地制作而设置于自举电路401与驱动电路311DC之间的情况下，能够从正向电压不同的多个栅极电压抑制二极管311D’中选择并安装与体二极管312a的正向电压的值对应的适合的栅极电压抑制二极管，所以能够容易地调整驱动电路311DC的电源电压。

图27是示出实施方式1的第1变形例所涉及的电力变换装置的结构例的图。在图27所示的电力变换装置100-1中，代替图26所示的自举电路401、402，而使用自举电路401A、402A。在自举电路401A中，省略栅极电压抑制二极管311D’，引导电容器311C的一端与驱动电路311DC直接连接。在自举电路402A中，省略栅极电压抑制二极管321D’，引导电容器321C的一端与驱动电路321DC直接连接。另外，在电力变换装置100-1中，对开关元件312并联连接栅极电压抑制二极管312RD，对开关元件322并联连接栅极电压抑制二极管322RD。

栅极电压抑制二极管312RD的阳极与体二极管312a的阳极连接，栅极电压抑制二极管312RD的阴极与体二极管312a的阴极连接。设为栅极电压抑制二极管312RD的正向电流-正向电压特性比体二极管312a的正向电流-正向电压特性优良。例如，在栅极电压抑制二极管312RD的正向电压是1.5V、体二极管312a的正向电压是3.0V的情况下，通过从1.5V和直流电压源300的电压的合计值减去引导电阻311R的下降电压和引导二极管311D的正向电压而得到的值的电压，对引导电容器311C进行充电。被充电的引导电容器311C的电容器电压成为比未使用栅极电压抑制二极管312RD的情况低的值，被用作驱动电路311DC的电源电压。这样，栅极电压抑制二极管312RD作为用于调整在引导电容器311C的两端产生的电容器电压的电容器电压调整用元件发挥功能。

栅极电压抑制二极管322RD的阳极与体二极管322a的阳极连接，栅极电压抑制二极管322RD的阴极与体二极管322a的阴极连接。设为栅极电压抑制二极管322RD的正向电流-正向电压特性比体二极管322a的正向电流-正向电压特性优良。栅极电压抑制二极管322RD作为用于调整在引导电容器321C的两端产生的电容器电压的电容器电压调整用元件发挥功能。

根据图27所示的电力变换装置100-1，能够抑制引导电容器的充电电压的上升，并且能够抑制死区时间以及零交叉时的非同步整流期间中的由于体二极管引起的损耗增加。

图28是示出实施方式1的第2变形例所涉及的电力变换装置的结构例的图。在图28所示的电力变换装置100-2中，代替图26所示的自举电路402，使用图27所示的自举电路402A。即，在电力变换装置100-2中，仅在第1支路中使用栅极电压抑制二极管311D’。

在如电力变换装置100-2所示全桥结构的电力变换装置中，通过根据开关元件321、322的电源极性进行同步整流控制，不产生经由体二极管的对引导电容器进行充电的路径。因此，在电力变换装置100-2中，仅在第1支路中设置栅极电压抑制二极管311D’即可，所以能够减少使用的零件。

图29是示出实施方式1的第3变形例所涉及的电力变换装置的结构例的图。在图29所示的电力变换装置100-3中，省略图27所示的栅极电压抑制二极管322RD。即，在电力变换装置100-3中，仅在第1支路中使用栅极电压抑制二极管312RD。在电力变换装置100-3中，与电力变换装置100-2同样地，通过根据开关元件321、322的电源极性进行同步整流控制，不产生经由体二极管的对引导电容器进行充电的路径。因此，在电力变换装置100-3中，仅在第1支路设置栅极电压抑制二极管312RD即可，能够减少使用的零件。

此外，在实施方式1中，在交流电源1是50Hz/60Hz的商用电源的情况下，可听域频率成为16kHz至20kHz的范围、即商用电源的频率的266倍至400倍的范围。在以这样的可听域频率驱动开关元件的情况下，开关所引起的噪音成为问题。由WBG半导体形成的开关元件由于能够高速开关，所以作为能够以比这样的可听域频率高的频率、例如比20kHz高的开关频率开关的开关元件适合。

另外，在以几十kHz以上的开关频率、例如比20kHz高的开关频率驱动由Si半导体形成的开关元件的情况下，开关损耗的比率变大，散热对策成为必须。由WBG半导体形成的开关元件即使在以比20kHz高的开关频率驱动的情况下，相比于由Si半导体形成的开关元件，开关损耗非常小。因此，通过在电力变换装置100中使用由WBG半导体形成的开关元件，不需要对开关元件的散热对策或者能够使为了对开关元件的散热对策而利用的散热片等部件的尺寸小型化，所以能够实现电力变换装置100的小型化以及轻量化。另外，通过能够进行由WBG半导体形成的开关元件的高频开关，能够相对地减小电抗器2的电感，所以能够使电抗器2小型化。此外，为了使得开关频率的1次分量不进入到杂音端子电压规格的测定范围，开关频率优选设为150kHz以下。

另外，WBG半导体相比于Si半导体，静电电容更小，所以开关所引起的恢复电流的发生少，能够抑制恢复电流所引起的损耗以及噪声的发生，所以适合于高频开关。

另外，WBG半导体即使在以100kHz程度的高频驱动的情况下，由于在开关元件中发生的损耗的增加被抑制，所以通过电抗器2的小型化得到的损耗降低效果变大，能够在宽的输出频带、即宽的负载条件下，实现高效的转换器。

另外，WBG半导体相比于Si半导体，耐热性更高，由于支路之间的损耗的偏倚引起的开关的发热容许水平更高。第1支路31相比于第2支路32，由于以高的频率驱动而开关损耗增加，发热量变高，所以WBG半导体适合于发热量比第2支路32高的第1支路31。

此外，也可以在构成低速开关的支路的开关元件中，使用超级结(SuperJunction：SJ)-MOSFET。通过在低速开关的支路中使用SJ-MOSFET，能够在发挥作为SJ-MOSFET的优点的低接通电阻的作用的同时，抑制静电电容高且易于产生恢复这样的SJ-MOSFET的缺点。另外，通过使用SJ-MOSFET，相比于使用由WBG半导体形成的开关元件的情况，能够降低低速开关的支路的制造成本。

此外，实施方式1所涉及的电力变换装置100也可以由通用的智能化功率模块(Intelligent Power Module：IPM)构成。通过使用IPM，能够将开关元件311、312、321、322的驱动电路嵌入到IPM内部，能够减小安装电抗器2、桥电路3、平滑电容器4、电源电压检测部5、电源电流检测部6、母线电压检测部7以及控制部10的基板面积。另外，通过使用通用的IPM，能够抑制成本的增加。

此外，实施方式1所涉及的电力变换装置100能够掌握电源电压Vs的极性即可，不限定于通过检测电源电压Vs的零交叉点判定电源电压Vs的极性的结构。此外，在检测零交叉点的情况下，为了抑制零交叉附近处的极性误判定，电力变换装置100根据电源电压相位推测值θ^

此外，在实施方式1所涉及的电力变换装置100中，在电源电流Is的绝对值是电流阈值以上时，许可使开关元件321以及开关元件322成为接通状态，但电力变换装置100的结构不限于此。电力变换装置100也可以使用电源电压Vs、施加到第1支路31的电压、母线电压Vdc以及施加到开关元件的两端的电压中的任意参数，推测在开关元件的体二极管流过电流，控制开关元件321以及开关元件322。此外，在使用电源电压Vs、施加到第1支路31的电压以及母线电压Vdc的任意参数，推测在开关元件的体二极管流过电流的情况下，由于判定中的偏差要因多，所以需要注意推测误差。另外，在使用施加到开关元件的两端的电压，推测在开关元件的体二极管流过电流的情况下，需要针对推测电流的流动的每个开关元件设置电压检测电路。

此外，在实施方式1中，说明了通过检测电源电流Is进行同步整流控制的例子，但实施方式1所涉及的电力变换装置100也可以设为通过代替电源电流Is，而检测在桥电路3与平滑电容器4之间的母线流过的电流来进行同步整流控制的结构。在该情况下，无法检测短路路径的电流，所以在使用电流阈值来进行同步整流控制时，有时能够进行同步整流动作的期间变短。因此，在检测母线电流来进行同步整流控制的情况下，也可以如上所述控制为在短路电流动作时，即使电源电流Is的绝对值小于阈值，也根据极性使开关元件321或者开关元件322接通。在该情况下，能够在宽的期间中进行同步整流动作，所以能够降低开关元件321或者开关元件322的导通损耗。

此外，第1支路31优选安装于在1个封装中设置有开关元件311、312的所谓2合1模块。同样地，第2支路32优选安装于在1个封装中设置有开关元件321、322的2合1模块。在2合1模块中，搭载同一开关特性的2个开关元件的情况多。通过将第1支路31以及第2支路32各自安装到2合1模块，相比于分别用1个模块构成开关元件311、312、321、322的情况，抑制开关元件311以及开关元件312之间的发热的偏倚，进而抑制开关元件321以及开关元件322之间的发热的偏倚。

如以上说明，根据实施方式1，能够抑制驱动电路311DC的电源电压的上升，所以能够抑制驱动电路的耐电压的降低，能够抑制开关元件的短路耐量的降低，进而能够抑制开关元件311与开关元件312之间的发热的偏倚。因此，能够提高电力变换装置100的可靠性。另外，能够抑制驱动电路311DC的电源电压的上升，所以无需在自举电路401与驱动电路311DC之间另外设置用于提高绝缘耐压的绝缘电源，电力变换装置100的构造被简化，并且能够降低电力变换装置100的制造成本。另外，无需为了抑制电容器电压的上升而降低直流电压源300的电压，所以能够在确保驱动电路312DC可动作的电源电压的同时，将驱动电路311DC的电源电压调整为与驱动电路312DC的电源电压相等的值。因此，能够抑制开关元件311与开关元件312之间的发热的偏倚，电力变换装置100的可靠性提高。另外，能够将驱动电路311DC的电源电压调整为与驱动电路312DC的电源电压相等的值，所以在开关动作时由于一方的电源电压变高必要以上引起的损耗被抑制，电力变换装置100的功耗被抑制，能够提高电力变换装置100的效率。另外，实施方式1由于即使在使用如WBG的MOSFET体二极管的正向电流-正向电压特性劣化的开关元件的情况下，也能够抑制驱动电路311DC的电源电压的上升，所以适合于使用WBG的MOSFET、特别是SiC的MOSFET的电力变换装置100。另外，实施方式1适合于使用如WBG的开关元件具有与栅极驱动电压有关的灵敏度高的特性的开关元件的电力变换装置100。

说明与栅极驱动电压有关的灵敏度。在SiC的MOSFET的性能指标中，使用导通损耗和开关损耗。导通损耗由MOSFET的接通电阻和电流值决定，已知接通电阻根据栅极驱动电压大幅变化。一般而言，在栅极驱动电压低的情况下，接通电阻呈现急剧上升的倾向，随着栅极驱动电压变高，接通电阻收敛于特定的值。但是，在半导体中存在元件耐压，所以并非无止境地提高栅极驱动电压，例如在如在栅极驱动电压为16～18V时接通电阻收敛于特定的值的情况下，在使栅极驱动电压降低至10V时，接通电阻成为上述特定的值的2倍。在本实施方式中，将这样根据栅极驱动电压的值而接通电阻变化称为与栅极驱动电压有关的灵敏度。

实施方式2.

在实施方式1中，由串联连接的2个开关元件构成的1个开关元件对设置于第1支路31，但在实施方式2中，说明对第1支路31并联连接n个开关元件对来进行同步控制的结构。n是2以上的整数。图30是示出实施方式2所涉及的电力变换装置的结构例的图。在实施方式2所涉及的电力变换装置100A中，第1支路31具备作为第5开关元件的开关元件313和作为第6开关元件的开关元件314。开关元件313以及开关元件314被串联连接。由开关元件313以及开关元件314构成的开关元件对与由开关元件311以及开关元件312构成的开关元件对并联连接。在开关元件313和开关元件314的连接点连接电抗器2。在图30中，示出使用2个支路来进行同步控制的结构例。

控制部10在驱动并联地连接有2个开关元件对的第1支路31时，在2个开关元件对内，同时驱动构成上支路的2个开关元件311、313各自，并且同时驱动构成下支路的2个开关元件312、314各自。此外，将同时驱动并联地连接的2个开关元件称为“并联驱动”。

通过并联驱动并联地连接的2个开关元件对，在各开关元件流过的电流相比于开关元件对为1个的情况成为二分之一。如从图19的特性可知，如果电流变小，则开关元件的损耗变小，所以在第1支路31中发生的损耗被降低。因此，能够更进一步减小第1支路31与第2支路32之间的发热的偏倚。

此外，在图30中，例示并联地连接2个开关元件对的结构，但开关元件对不限定于2个，也可以是n个。在使用n个开关元件对来构成第1支路31的情况下，在1个开关元件对流过的电流成为n分之一，所以能够进一步减小第1支路31中的损耗。此外，无需完全去除并联连接的n个开关元件对之间的损耗的偏倚，在容许损耗的偏倚的范围选定并联连接的开关元件对的数量即可。

另外，在图30的例子中，说明了同时驱动在第1支路31中并联连接的2个开关元件。即，在实施方式2中，采用使并联连接的开关元件同时开关的同步控制方式。然而，并联连接的开关元件的控制方式不限于此，也可以是使并联连接的2个开关元件的相位错开180°来控制的所谓交错控制。

在交错控制中，使在使并联连接的开关元件311以及开关元件313接通时的相位错开180°来控制，并且使在使并联连接的开关元件312以及开关元件314接通时的相位错开180°来控制。由此，并联连接的2个开关元件被交错驱动。

通过对第1支路31进行交错驱动，高频化变得容易，能够实现电抗器2的小型化以及电抗器损耗的降低。此外，在如空气调节器以无源状态使用的情形多的情况下，无需使电抗器2小型化，实施方式1的结构以及动作在高次谐波的抑制以及电源功率因数的方面更有效。

此外，在实施方式1、2中，在交流电源1与第1支路31之间设置有1个电抗器2，但实施方式1、2的结构不限于此，也可以在交流电源1与第2支路32之间也设置电抗器。通过这样使用2个电抗器，能够减小1个电抗器的容量，所以相比于使用容量大的1个电抗器的情况，电力变换装置100、100A的设计的自由度提高。

在此，说明实施方式1、2所涉及的电力变换装置100、100A具备的控制部10的硬件结构。图31是示出实现实施方式1、2的控制部的硬件结构的一个例子的图。在实施方式1、2中说明的控制部10通过处理器201以及存储器202实现。

处理器201是CPU(Central Processing Unit，还称为中央处理装置、处理装置、运算装置、微型处理器、微型计算机、处理器、DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器))或者系统LSI(大规模集成，Large Scale Integration)。存储器202可以是RAM(RandomAccess Memory，随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)、闪速存储器、EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory，可擦可编程只读存储器)或者EEPROM(注册商标)(Electrically Erasable Programmable Read Only Memory，电可擦可编程只读存储器)这样的半导体存储器。半导体存储器既可以是非易失性存储器也可以是易失性存储器。另外，存储器202除了半导体存储器以外，也可以是磁盘、软盘、光盘、紧凑盘、迷你盘或者DVD(数字通用光盘，Digital Versatile Disc)。

图13所示的电源电流指令值控制部21、接通占空控制部22、电源电压相位计算部23、第1脉冲生成部24、第2脉冲生成部25、电流指令值计算部26以及瞬时值指令值计算部27通过图31所示的处理器201以及存储器202实现。即，将用于使处理器201作为电源电流指令值控制部21、接通占空控制部22、电源电压相位计算部23、第1脉冲生成部24、第2脉冲生成部25、电流指令值计算部26以及瞬时值指令值计算部27各自动作的程序储存到存储器202，处理器201读出并执行储存于存储器202的程序，从而实现上述各部。

实施方式3.

图32是示出实施方式3所涉及的马达驱动装置的结构例的图。实施方式3所涉及的马达驱动装置101驱动作为负载的马达42。马达驱动装置101具备实施方式1的电力变换装置100、逆变器41、马达电流检测部44以及逆变器控制部43。逆变器41通过将从电力变换装置100供给的直流电力变换为交流电力而输出给马达42，驱动马达42。

此外，马达驱动装置101也可以代替实施方式1的电力变换装置100，具备实施方式2的电力变换装置100A。另外，在实施方式3中，马达驱动装置101的负载、即与逆变器41连接的设备是马达42，但与逆变器41连接的设备只要是被输入交流电力的设备，则也可以是马达42以外的设备。

逆变器41是将以IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)为代表的开关元件设为3相桥结构或者2相桥结构的电路。在逆变器41中使用的开关元件不限定于IGBT，也可以是由WBG半导体形成的开关元件、IGCT(Insulated GateControlled Thyristor，绝缘栅控晶闸管)、FET(Field Effect Transistor，场效应晶体管)或者MOSFET。

马达电流检测部44检测在逆变器41与马达42之间流过的电流。逆变器控制部43使用由马达电流检测部44检测的电流，以使马达42按照转速旋转的方式生成用于驱动逆变器41内的开关元件的PWM信号，将生成的PWM信号输出给逆变器41。逆变器控制部43与控制部10同样地，通过处理器以及存储器实现。此外，马达驱动装置101的逆变器控制部43和电力变换装置100的控制部10也可以用1个电路实现。

在实施方式1、2所涉及的电力变换装置100、100A被用于马达驱动装置101的情况下，在图1以及图30所示的桥电路3的控制中所需的母线电压Vdc根据马达42的运转状态而变化。一般而言，马达42的转速越高，需要越提高逆变器41的输出电压。该逆变器41的输出电压的上限被向逆变器41的输入电压、即作为电力变换装置100、100A的输出的母线电压Vdc限制。将来自逆变器41的输出电压超过被母线电压Vdc限制的上限而饱和的区域称为过调制区域。

在这样的马达驱动装置101中，在马达42低速旋转的范围、即未到达过调制区域的范围，无需使母线电压Vdc升压。另一方面，在马达42成为高速旋转的情况下，通过使母线电压Vdc升压，能够使过调制区域成为更高速旋转侧。由此，能够将马达42的运转范围向高旋转侧扩大。

另外，如果无需扩大马达42的运转范围，则相应地能够增加向马达42具备的定子的绕组的匝数。通过增加绕组的匝数，在低速旋转的区域中，在绕组的两端产生的马达电压变高，相应地，在绕组流过的电流降低，所以能够降低在逆变器41内的开关元件的开关动作中产生的损耗。在得到马达42的运转范围扩大和低速旋转的区域的损耗改善这双方的效果的情况下，马达42的绕组的匝数被设定为适当的值。

根据实施方式3，使用实施方式1、2所涉及的电力变换装置100、100A，所以得到马达驱动装置101的可靠性提高这样的效果。另外，通过将由WBG半导体形成的开关元件应用于实施方式1、2所涉及的电力变换装置100、100A，马达驱动装置101的温度上升被抑制，所以即使使马达驱动装置101的尺寸小型化，也能够确保搭载于马达驱动装置101的零件的冷却能力。另外，通过由WBG半导体形成的开关元件的高频驱动，能够实现电抗器2的小型化以及低损耗化。因此，通过将由WBG半导体形成的开关元件应用于实施方式1、2所涉及的电力变换装置100、100A，能够抑制马达驱动装置101的重量增加。

实施方式4.

图33是示出实施方式4所涉及的空气调节器的结构例的图。实施方式4所涉及的空气调节器700是冷冻循环装置的一个例子，具备实施方式3所涉及的马达驱动装置101以及马达42。另外，空气调节器700具备压缩机81、四通阀82、室外热交换器83、膨胀阀84、室内热交换器85以及制冷剂配管86。

空气调节器700既可以是室外机从室内机分离的分离形空气调节器，也可以是将压缩机81、室内热交换器85以及室外热交换器83设置于1个框体内的一体形空气调节器。

在压缩机81的内部，设置有压缩制冷剂的压缩机构87和使压缩机构87动作的马达42。马达42通过马达驱动装置101驱动。在空气调节器700中，通过制冷剂在压缩机81、四通阀82、室外热交换器83、膨胀阀84、室内热交换器85以及制冷剂配管86中循环，构成冷冻循环。

此外，空气调节器700具备的构成要素还能够应用于具备冷冻循环的电冰箱或者冷冻库这样的设备。另外，在实施方式4中，在压缩机81的驱动源中利用马达42，但马达42也可以为代替压缩机81而驱动未图示的室内机鼓风机以及室外机鼓风机各自的驱动源。另外，也可以设为在室内机鼓风机、室外机鼓风机以及压缩机81各自的驱动源中应用马达42，用马达驱动装置101驱动这些3个马达42的结构。

另外，在空气调节器700中，输出为额定输出的一半以下的中间条件下的运转、即低输出域中的运转在整年占据支配地位，所以中间条件下的对年间功耗的贡献度变高。另外，在空气调节器700中，处于马达42的转速低、且马达42的驱动所需的母线电压低的倾向。因此，从系统效率的方面而言，在空气调节器700中使用的开关元件在无源状态下动作是有效的。因此，能够在从无源状态至高频开关状态的宽幅的运转模式中降低损耗的电力变换装置100对于空气调节器700有用。如上所述，在交错控制中能够使电抗器2小型化，但在空气调节器700中中间条件下的运转多，所以无需使电抗器2小型化，实施方式1、2所涉及的电力变换装置100、100A的结构以及动作在高次谐波的抑制、电源功率因数的方面有效。

另外，如上所述，以10kHz以上的高的开关频率驱动由WBG半导体形成的开关元件的情况下的开关损耗比由Si半导体形成的开关元件小，所以通过将由WBG半导体形成的开关元件应用于实施方式1、2所涉及的电力变换装置100、100A，马达驱动装置101的温度上升被抑制。因此，即使使室外机鼓风机的尺寸小型化，也能够确保搭载于马达驱动装置101的零件的冷却能力。因此，实施方式1、2所涉及的电力变换装置100、100A适用于效率高且4.0kW以上的高输出的空气调节器700。

另外，由WBG半导体形成的开关元件相比于由Si半导体形成的开关元件，能够实现更高的频率下的驱动。因此，能够通过高频驱动，实现电抗器2的小型化以及低损耗化。因此，通过将由WBG半导体形成的开关元件应用于实施方式1、2所涉及的电力变换装置100、100A，能够抑制空气调节器700的重量增加。

另外，根据实施方式4，通过开关元件的高频驱动，降低开关损耗，能够实现能量消耗率低、且高效的空气调节器700。

以上的实施方式所示的结构是本发明的内容的一个例子，既能够与其他公知的技术组合，也能够在不脱离本发明的要旨的范围内将结构的一部分省略、变更。