一种提升系统互操作性的无线电能传输装置及控制方法

技术领域

本发明涉及一种提升IPT系统互操作性的电能传输装置及控制方法，属于无线充电的技术领域。

背景技术

随着全球化石能源的逐渐枯竭与环境污染日益严重，电动汽车（EV）以其能量利用率高、环保清洁和可利用能源种类多等优势受到广泛关注，受到了世界各国的大力推广，逐渐在市场商用。与接触式有线充电相比，无线供电技术（Wireless Power Transfer, WPT）具有便捷、安全、美观、自动化程度高等优点，易于实现无人化自动充电和分布断续补电，延长电动汽车的续驶里程，更有望与无人驾驶技术无缝对接，实现智能、安全、便捷的电能传输模式。

电动汽车无线充电系统包括地面装置和车载装置两部分，其中地面装置从电网取电，转化为高频交流电激励埋于地面下的供电线圈，产生高频交变磁场；车载装置通过安装在汽车底盘的接收线圈匝链高频交变磁通产生高频交流感应电动势，并经副边补偿网络和整流滤波网络变为直流电能，给车载储能设备供电。随着感应式无线电能传输技术的发展，电动汽车无线充电领域的技术路线与技术方案已基本成熟。现阶段，国、内外主流车企已开始无线充电量产车辆的规划及研发，电动汽车无线充电行业蓄势待发。然而，电动汽车无线充电进行规模化推广，需要解决不同型号、规格的地面设备和车载设备之间互联互通的问题，以支撑在公共充电场合下的安全、高性能无线充电。

在乘用车领域，现行的标准为美国机动车工程师学会制定的电动汽车无线充电标准SAE J2954轻型插电式/纯电动车无线充电与校准方法(Wireless Power Transfer forLight-Duty Plug-In/ Electric Vehicles and Alignment Methodology)。其中将轻量型电动汽车无线充电器按传输功率等级分为了3个类型，分别为WPT1 (3.7kW)、WPT2(7.7kW)、WPT3 (11kW)，并分别针对跑车、轿车与SUV三种车型车底盘的高度定义了三类传能距离Z1(100mm-150mmm)、Z2(140mm-210mm)、Z3(170mm-250mm)。因此对于地面端公共应用场景设备，需要支持9类车载端设备的充电需求。互操作性同时还要求系统在车辆充电电压范围内(280-420V)与全偏移工况下，均能够实现满功率输出，且系统效率不低于80%。为满足WPT系统的互操作需求，目前形成了两类主流的功率变换器方案，一是以美国Witricity公司为代表的基于LCC/LCC双边补偿及动态调谐技术的技术路线，如附图1、附图2所示；二是我国相关公司采用的BUCK+基于可控整流的LCC/LCC补偿谐振电路的技术方案，如附图3所示。其中动态调谐技术通过对谐振电容两端的电压信号进行采样，根据电压信号控制双向开关每半周期的无功能量注入来实现可调电容或可调电感，但增加的功率控制开关管和相应的驱动电路，增加了控制难度和系统成本。附图3所示的技术方案在地面端引入一级的Buck变换器来调节直流母线电压，并将车载端不控整流桥的两只下管替换为MOS管，通过控制MOS管的导通角直接调节输出增益，实现对输出的快速动态响应，相比于动态调谐方案，其控制复杂度大大降低，但额外引入DC/DC变换器也增加了系统的体积与成本。另外，可控整流电路同时也会改变谐振单元的等效负载性质，引入额外的容抗或感抗，导致电路失谐，影响传输效率。为兼容小功率传输需求与轻载工况，通常可控整流的调节深度需要很深，导致系统失谐程度高，传输效率低。

如何得到一种无线电能传输装置，既能够满足多档功率传输与传能距离需求，实现互操作；还能够兼顾效率与成本要求，成为本发明的设计重点。此外，对于三类功率等级的兼容，互操作还涉及到对单相和三相不同输入的要求，因此对于单相与三相输入下的第一部分整流模块还需要进一步研究。

发明内容

发明目的：针对上述无线电能传输系统的缺陷，本发明提供一种高效、高可靠、高性价比的无线电能传输装置，以及配合相应的控制策略，可提升IPT系统互操作性，满足系统功率传输与效率性能需求。

本发明的具体技术方案如下：

一种提升系统互操作性的无线电能传输装置，包括依次级联的功率因数校正电路、逆变电路、谐振单元、整流电路、滤波电路与负载，还包括源侧调节器、逆变模式控制器与载侧调节器，其中：

所述功率因数校正电路，用于将电网交流电变换为直流电，输出给所述逆变电路；

所述逆变电路，用于将功率因数校正电路输出的直流电转换为高频交流电，包括两个桥臂，分别为第一桥臂与第二桥臂，其中所述第一桥臂由功率管S1、S2串联构成，所述第二桥臂由功率管S3、S4串联构成；

所述整流电路，用于将高频交流电转换为直流电，包括两个桥臂，分别为第三桥臂与第四桥臂，其中所述第三桥臂由功率管D1、Q1串联构成，所述第四桥臂由功率管D2、Q2串联构成，所述功率管D1、Q1、D2、Q2中的两个或全部为可控开关管；

所述谐振单元，包括原边补偿网络、非接触变压器与副边补偿网络，所述谐振单元的两个输入端分别连接所述逆变电路的两个桥臂中点，两个输出端分别连接所述整流电路的两个桥臂中点；

所述源侧调节器，用于调节所述功率因数校正电路的输出直流母线电压和/或电流幅值；

所述逆变模式控制器，用于控制所述逆变电路在单桥臂与双桥臂两个工作模式间切换；

所述载侧调节器，用于控制所述整流电路在单桥臂与双桥臂两个工作模式间切换，同时用于控制所述整流电路中的可控开关管，来调节所述谐振单元的等效负载电阻，或调节所述负载电路接收到的电压或电流幅值；

所述逆变模式控制器、逆变模式控制器与载侧调节器协同控制，使电路满足无线电能传输系统的互操作需求。

控制无线电能传输装置中逆变电路与整流电路的工作模式的切换，配合所述源侧调节器对逆变电路输入直流母线电压的调节与所述载侧调节器对所述整流电路中可控开关管导通角的调节。逆变电路与整流电路的工作模式的切换指：逆变双桥臂整流双桥臂、逆变单桥臂整流双桥臂、逆变双桥臂整流单桥臂、逆变单桥臂整流单桥臂四个工作模式之间的切换。

进一步地，所述功率因数校正电路101采用单相和三相兼容的AC/DC电路，所述源侧调节器用于控制功率因数校正电路在单相与三相模式间切换；在单相模式时控制所述功率因数校正电路连接单相交流电，在三相模式时控制所述功率因数校正电路连接三相交流电；所述功率因数校正电路工作于单相模式或者三相模式时，输出的母线电压均高于550V。

进一步地，谐振单元中的原边补偿网络采用LCC补偿，包括补偿电感

其中，

进一步地，所述负载的功率量级分为WPT1、WPT2、WPT3三档，WPT3档为互操作要求的最大传输功率量级

一种提升系统互操作性的无线电能传输控制方法，上述无线电能传输装置，根据负载所需功率量级与效率优化策略进行调节，具体控制步骤包括：

A1：按照启动的应用模式，控制所述功率因数校正电路的工作模式；

A2：调节所述整流电路中的可控开关管的导通角，以使所述滤波电路的输出电压或电流或功率追踪设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值；

A3：实时获取谐振单元效率最优所需的输入电压基波有效值

A4：确定功率因数校正电路直流输出电压的基准值，采集功率因数校正电路的直流输出电压，与直流输出电压基准值比较，得到的差值经PI调节器控制功率因数校正电路；

A5：根据当前整流电路的工作模式与输入侧的等效负载关系，切换整流电路的工作模式，并利用载侧调节器进行切换；

A6：重复以上A1-A5。

进一步地，所述步骤A3与步骤A4的执行顺序可以调换。

进一步地，所述步骤A1中，当负载所需功率量级大于6.6kW时，所述功率因数校正电路工作于三相模式；当负载所需功率量级小于等于6.6kW时，所述功率因数校正电路工作于单相或三相模式。

进一步地，所述控制方法还包括步骤A0，在系统启动前先预选择所述逆变电路与整流电路的工作模式，具体为：

A01：载端调节器将负载所需功率量级

A02：比较负载所需功率量级

当

当0.3

当

进一步地，所述步骤A2具体为：

实时测量所述滤波电路的直流输出电流或输出电压或输出功率，载侧调节器比较测量的电压或电流或功率与设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值，并根据差值调节整流电路可控功率管的导通角，直至测量的电压或电流或功率等于设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值；若可控功率管的导通角减小至零，测量的电压或电流或功率仍小于设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值，则判断是否需要进行整流电路的模式切换。

进一步地，所述步骤A3包括如下步骤：

A3.1：逆变模式控制器根据当前系统工作状态通过实时计算或查离线表得到效率最优所需的谐振单元输入电压基波有效值

A3.2：比较

A3.3：计算0.9

A3.4：如果

A3.5：如果

进一步地，步骤A3.1中，效率最优所需的谐振单元输入电压基波有效值

步骤A3.1.1a：计算出所述无线电能传输装置谐振单元的能量传输效率，通过能量传输效率公式确定线圈损耗最小时，流过非接触变压器原边绕组的电流有效值

步骤A3.1.2a：采集当前流过变压器原边绕组的电流有效值

步骤A3.1.3a：采集当前逆变电路输入的直流母线电压

进一步地，所述步骤A4包括如下步骤：

步骤A4.1：确定功率因数校正电路直流输出电压的初始基准值

对于逆变电路为双桥臂工作模式工况，设定

步骤A4.2：通过比较初始基准值

如果

步骤A4.3：采集所述功率因数校正电路的直流输出电压，源侧调节器比较测量的电压与设定的电压基准值

进一步地，所述步骤A5包括如下步骤：

A5.1：读取当前整流电路的工作模式与可控功率管的导通角，当前导通角为0时，跳转步骤A5.2；当前导通角大于零时，跳转步骤A5.3；

A5.2：比较测量的电压或电流或功率与设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值的大小，若测量值小于基准值，且当前整流电路工作于单桥臂工作模式，则通过所述载侧调节器将所述整流电路切换到双桥臂工作模式；若测量值小于基准值，且当前整流电路工作于双桥臂工作模式，则维持当前整流电路工作模式不变；

A5.3：根据当前整流电路的工作模式与输入侧的等效负载决定是否进行模式切换，具体为：

如果当前整流电路工作于单桥臂工作模式，则不进行模式切换；

如果当前整流电路工作于双桥臂工作模式，计算当前整流电路输入侧的等效负载，如果等效负载的实部小于

进一步地，所述逆变模式控制器采用移相变占空比的方式，实现逆变电路在单桥臂工作模式与双桥臂工作模式间的软切换；

所述载侧调节器采用变占空比的方式，实现整流电路在单桥臂工作模式与双桥臂工作模式间的软切换。

本发明相比现有技术，具有以下特点：

1.本发明通过切换逆变电路与整流电路的工作模式，配合母线电压调节与可控整流技术，实现了IPT系统的互操作与高效率电能传输，能够在宽负载范围、宽耦合系数范围内满足多档功率等级传输需求；

2.本发明用一套装置满足了EV WPT系统车载端设备的三类功率等级与三类传能距离的互操作需求，且在电路拓扑方面无需增加额外的电路元件，相比与现有的无线电能传输系统，省略了前级的Buck变换器与复杂的动态调谐控制装置，因此本发明能够有效减小系统成本和安装空间，具有高性价比优势；

3.本发明通过切换逆变电路与整流电路的工作模式，可使IPT系统在轻载条件下的效率保持在90％以上；

4.本发明中逆变电路仅需要切换工作模式，实现很简单，系统在充电过程中频率始终固定，不会出现频率分叉所带来的稳定性问题；

5.本发明提出的可控整流器的控制策略可对负载断路作出快速响应，避免器件损坏。

附图说明

图1为现有的基于LCC/LCC双边补偿及动态调谐的技术方案电路示意图；

图2为现有的动态调谐模块电路示意图；

图3为现有的基于BUCK与可控整流的技术方案电路示意图；

图4为本发明的一种可互操作的无线电能传输系统电路结构示意图；

图5为本发明的功率因数校正电路示意图；

图6为本发明的功率因数校正电路中切换模块与兼容模块开关控制电路示意图；

图7为本发明功率因数校正电路工作于三相模式时的等效电路示意图；

图8为本发明功率因数校正电路工作于单相模式时的等效电路示意图；

图9为本发明逆变电路工作于双桥臂工作模式时的等效电路示意图；

图10为本发明逆变电路工作于单桥臂工作模式的等效电路示意图；

图11为本发明中谐振单元的电路示意图；

图12为本发明中整流电路、滤波电路与负载连接电路示意图；

图13为本发明整流电路工作于双桥臂工作模式时关键变量的波形图；

图14(a)为本发明整流电路工作于单第三桥臂工作模式时的等效电路示意图；

图14(b)为本发明整流电路工作于单第四桥臂工作模式时的等效电路示意图；

图15为本发明整流电路工作于双桥臂工作模式时关键变量的波形图；

图16为本发明电路装置工作于逆变双桥臂、整流双桥臂模式时的等效电路示意图；

图17为本发明电路装置工作于逆变双桥臂、整流单桥臂模式时的等效电路示意图；

图18为本发明电路装置工作于逆变单桥臂、整流双桥臂模式时的等效电路示意图；

图19为本发明电路装置工作于逆变单桥臂、整流单桥臂模式时的等效电路示意图；

图20为本发明的可互操作的无线电能传输系统控制方法流程图；

图21为本发明中谐振单元输入电压基波有效值

图22为本发明中谐振单元输入电压基波有效值

图23为本发明的无线电能传输装置在三类功率等级WPT1 (3.7kW)、WPT2(7.7kW)、WPT3 (11kW)下的AC/AC传输效率曲线；

图24为本发明的无线电能传输装置在三类功率等级WPT1 (3.7kW)、WPT2(7.7kW)、WPT3 (11kW)下的DC/DC传输效率曲线。

变量说明如下：

图中：100-电网；101-功率因数校正电路；102-逆变电路；103-谐振单元；104-整流电路；105-滤波电路；106-负载。

具体实施方式

为使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体实施方式，进一步阐述本发明。

实施例一：装置实施例：

图4为本发明提升IPT系统互操作性的电能传输装置的结构示意图。如图4所示，本发明提升IPT系统互操作性的电能传输装置包括依次级联的功率因数校正电路101、逆变电路102、谐振单元103、整流电路104、滤波电路105与负载106，还包括源侧调节器、逆变模式控制器与载侧调节器。

其中：功率因数校正电路为单相和三相兼容的AC/DC电路，用于接收电网100提供的交流电，并整为直流电，输出给所述逆变电路；逆变电路由第一桥臂与第二桥臂并联连接构成，用于将功率因数校正电路输出的直流电转换为高频交流电，第一桥臂由功率管S1、S2串联构成，第二桥臂由功率管S3、S4串联构成，第一桥臂与第二桥臂并联在功率因数校正电路的输出端；谐振单元，包括原边补偿网络、非接触变压器与副边补偿网络，其两个输入端分别连接逆变电路第一桥臂的桥臂中点与逆变电路第二桥臂的桥臂中点，两个输出端分别连接整流电路的两个桥臂中点；整流电路由第三桥臂与第四桥臂并联连接构成，用于将高频交流电转换为直流电，其中第三桥臂由功率管D1、Q1串联构成，第四桥臂由功率管D2、Q2串联构成，功率管D1、Q1、D2、Q2中的两个或全部为可控开关管。

源侧调节器用于控制功率因数校正电路101，具体为：控制功率因数校正电路在单相和三相模式间切换，并调节功率因数校正电路输出的直流母线电压或电流幅值；逆变模式控制器用于提供所述逆变电路中功率管的驱动信号，并控制逆变电路在单桥臂工作模式与双桥臂工作模式间切换；载侧调节器用于控制整流电路，具体为：控制整流电路在单桥臂工作模式与双桥臂工作模式间切换，并调节整流电路中可控功率管的导通角，以调节整流电路输入侧的等效负载电阻，或调节负载电路接收到的电压或电流幅值。由于源侧调节器与逆变模式控制器均位于无线电能传输系统的发射端，因此源侧调节器与逆变模式控制器可共用数字控制芯片。

需要说明的是，在本实施例中，以功率管

实施例二：功率因数校正电路与源侧调节器

本发明中，功率因数校正电路101为单相和三相兼容的AC/DC电路。图5示出了较佳单三相兼容AC/DC电路图，包括依次级联的切换模块101a、兼容模块101b与功率模块101c。

如图5所示，所述切换模块101a包括三个交流输入端口，一个接地输入端口，三个开关

图5中，开关

如图5所示，功率因数校正电路的功率模块受源侧调节器控制，具体可采用基于abc坐标系的SPWM双环控制，也可采用基于dq坐标系的空间矢量脉宽调制，电压外环控制通过采集输出直流母线电压

通过源侧调节器控制PFC功率模块，功率因数校正电路的直流输出母线电压幅值

实施例三：逆变电路与逆变模式控制器

图9、图10分别给出了逆变电路在双桥臂工作模式与单桥臂工作模式下的等效电路图。所述逆变电路受逆变模式控制器控制，由于逆变模式控制器与源侧控制器均位于非接触变压器的原边侧，因此逆变模式控制器与源侧控制器可共用数字控制芯片。所述逆变模式控制器提供逆变电路中功率管

当逆变电路工作于单桥臂工作模式时，所述功率管S3的驱动信号的占空比为0、功率管S4的驱动信号占空比为1，或者所述功率管S1的驱动信号的占空比为0、功率管S2的驱动信号占空比为1，图10给出了单桥臂工作模式下逆变电路的等效电路图。此时逆变电路的输出

可以理解的是，在两种工作模式下，逆变电路的输出电压波形不同：双桥臂工作模式下，逆变电路的输出电压波形正负对称，无直流分量；单桥臂工作模式下，逆变电路的输出电压波形只存在正半周或负半周，有直流分量。另外，两种工作模式下，逆变电路输出电压的基波有效值不同。双桥臂工作模式下逆变电路的输出电压为单桥臂工作模式下输出电压的两倍，对于同样的负载电压，其能提供的传输功率也是两倍，因此可兼容多档传输功率等级。

实施例四：谐振单元电路

为实现互操作性，本发明谐振单元中的谐振元件参数设计要求能够在最小互感、最小负载电压要求下满足最大功率传输需求。图11示出了本发明的电能传输装置中谐振单元电路的实施例。如图11所示，谐振单元中的原边补偿网络103a采用LCC补偿，包括补偿电感

需要注意的是，采用双边LCC补偿拓扑仅是本发明中谐振单元的较佳实例，本发明谐振单元中的补偿拓扑还可采用其他补偿形式，包括但不限于原边串联/副边串联、原边串联/副边并联、原边LCC/副边串联、原边LCC/副边并联、原边LCC/副边串并联补偿拓扑。

实施例五：整流电路与载侧调节器

本发明的整流电路受载侧调节器控制。图12、图13、图14、图15分别给出了整流电路处于双桥臂工作模式与单桥臂工作模式时的等效电路图与主要工作波形示意图。其中，图12、图13分别为整流电路处于双桥臂工作模式时的等效电路图的主要工作波形示意图，图14(a)为单第三桥臂工作时的等效电路示意图，图14(b)为单第四桥臂工作时的等效电路示意图，图15为单第三桥臂工作时的主要工作波形示意图。本实施例中，晶体管

对整流电路两种模式下的

可以理解的是，当导通角γ为0时，整流电路等效为不控整流电路；而当导通角γ为π时，整流电路等效短路，

基于基波等效，可以将整流电路、滤波电路与负载等效用阻抗

其中

不同补偿网络虽然输出增益特性、效率特性均不相同，但通常都会在特定负载条件下得到优良的电路特性。通过调节整流电路的导通角来调节谐振单元的等效负载，能够使得最优负载进入工作区间，从而优化系统性能。结合附图13与附图15不难看出，导通角为零时，忽略谐波影响，两种工作模式下整流电路输入侧均可用一个电阻来等效，且由傅里叶分解可计算整流电路输入侧的等效负载电阻最大为

其中

实施例六：基于以上实施例中各电路的控制原理

由公式(3)，结合图11，可以求得谐振单元的输出功率

可以看到，输出功率与非接触变压器原副边互感

其中

根据逆变电路与整流电路的工作模式，本发明的无线电能装置存在四种工作模式，附图16-附图19示出了四种工作模式的等效电路图，其中功率因数校正电路等效为了一个幅值可变的直流源

综上所述，本发明公开的提升系统互操作性的无线电能传输装置，创造性地结合了逆变电路、整流电路模式切换，与母线电压调节和可控整流技术，控制实现简单，能够满足多档功率等级传输与传能距离互操作需求的同时，兼顾效率与成本要求。

实施例七：控制方法：

本发明公开一种基于所述提升系统互操作性的无线电能传输控制方法。

附图20给出了本发明控制方法的流程，控制方法包括：

A1：按照启动的应用模式，控制所述功率因数校正电路的工作模式；

A2：调节所述整流电路中的可控开关管的导通角，使所述滤波电路的输出电压或电流或功率追踪设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值；或者调节所述整流电路中的可控开关管的导通角，使整流电路输入侧的等效负载追踪谐振单元效率最大对应的最优负载；

A3：实时获取谐振单元效率最优所需的输入电压基波有效值

A4：确定功率因数校正电路直流输出电压的基准值，采集功率因数校正电路的直流输出电压，与直流输出电压基准值比较，得到的差值经PI调节器控制功率因数校正电路；

A5：根据当前整流电路的工作模式与输入侧的等效负载关系情况，切换整流电路的工作模式，并利用载侧调节器进行切换；

A6：重复以上A1-A5。

步骤A1中，当负载所需功率量级大于6.6kW时，功率因数校正电路工作于三相模式；当负载所需功率量级小于等于6.6kW时，功率因数校正电路工作于单相或三相模式。

A1的具体执行方法时，通常单相电仅支持最大输出功率为6.6kW的充电机，而三相电可支持最高输出功率为22kW的充电机。如电网的接入采用源侧调节器控制，则源侧调节器可根据负载所需功率量级，选择连接单相交流电或三相交流电。如电网的接入采用人工实现，则源侧调节器需要先获取具体的应用模式，该应用模式的获取可以是人工向源侧调节器发送的应用模式信息，也可以是源侧调节器根据电网接线后运行参数的差异进行判断，最后确定的应用模式。

本实施例中A2在系统软起动过程中，整流电路中可控开关管的导通角控制为π，将所述谐振单元的输出短路；或者整流电路中可控开关管的导通角控制为0，以使整流电路按不控整流电路启动。

本实施例中A2在负载充电过程中，具体为：采集所述滤波电路的直流输出电流或输出电压或输出功率，载侧调节器比较测量的电压或电流或功率与设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值，并根据差值调节功率管

可以理解的是，这里功率管

实施例八：

本实施例的控制方法在系统启动前可以先进行逆变电路与整流电路工作模式的预选择，具体包括如下步骤：

A01；载端调节器将负载所需功率量级

A02：比较负载所需功率量级

当

当0.3

当

实施例九：

本实施例中A3可以具体采用如下步骤：

A3.1：逆变模式控制器根据当前系统工作状态通过实时计算或查离线表得到效率最优所需的谐振单元输入电压基波有效值

A3.2：比较

A3.3：计算0.9

A3.4：如果

A3.5：如果

对于逆变电路输出电压基波分量的获取，可以通过采集逆变电路的直流输入母线电压，然后通过傅里叶变换公式计算；另外也可以通过电压传感器采集逆变电路的输出电压，然后通过滤波器对采集的输出电压进行滤波，将高次谐波滤除，获得输出电压的基波分量。另外也可以通过其他方式获得逆变电路的输出电压基波分量，本申请实施例中不做具体限定。

附图21与附图22示出了谐振单元输入电压基波有效值

实施例十：

需要说明的是，上面实施例中步骤A3.1中，效率最优所需的谐振单元输入电压基波有效值

步骤A3.1.1：建立谐振单元的传输效率模型与功率传输模型；

步骤A3.1.2：通过数值分析软件列出不同耦合系数、负载传输功率与负载电压下，谐振单元输入电压基波有效值

步骤A3.1.3：计算出步骤3.1.2中每组

本实施例中步骤A3.1中，效率最优所需的谐振单元输入电压基波有效值

步骤A3.1.1a：计算出所述无线电能传输装置谐振单元的能量传输效率，通过能量传输效率公式确定线圈损耗最小时，流过非接触变压器原边绕组的电流有效值

步骤A3.1.2a：采集当前流过变压器原边绕组的电流有效值

步骤A3.1.3a：采集当前逆变电路输入的直流母线电压

实施例十一：

本实施例中A4可以具体采用如下步骤：

步骤A4.1：确定功率因数校正电路直流输出电压的初始基准值

对于逆变电路为双桥臂工作模式工况，设定

步骤A4.2：通过比较初始基准值

如果

步骤A4.3：采集所述功率因数校正电路的直流输出电压，源侧调节器比较测量的电压与设定的电压基准值

实施例十二：

进一步地，本实施例中A3与A4的执行顺序可以调换，采用扰动观察法调节功率因数校正电路的直流输出电压，使系统效率达到最优，具体为：

源侧调节器设置目标

其中逆变电路工作模式的判断过程如下：

A4.1a：计算0.9

A4.2a：根据当前逆变电路的工作模式，计算本次目标

A4.3a：如果

本实施例中

实施例十三：

本实例中A5可以具体采用如下步骤：

A5.1：读取当前整流电路的工作模式与可控功率管的导通角，当前导通角为0时，跳转步骤A5.2；当前导通角大于零时，跳转步骤A5.3；

A5.2：比较测量的电压或电流或功率与设定的电压基准值或电流基准值或功率基准值的大小，若测量值小于基准值，且当前整流电路工作于单桥臂工作模式，则通过所述载侧调节器将所述整流电路切换到双桥臂工作模式；若测量值小于基准值，且当前整流电路工作于双桥臂工作模式，则维持当前整流桥工作模式不变；

A5.3：根据当前整流电路的工作模式与输入侧的等效负载决定是否进行模式切换，具体为：

如果当前整流电路工作于单桥臂工作模式，则不进行模式切换；

如果当前整流电路工作于双桥臂工作模式，计算当前整流电路输入侧的等效负载，如果等效负载的实部小于ε2/π

可以理解的是，本实施例中载侧调节器对整流电路中可控开关管导通角的控制使得系统满足电压或电流或功率传输需求，源侧调节器与逆变模式控制器的控制使得系统能量传输效率得到优化。对于直流母线电压与逆变电路工作模式的控制属于周期性循环控制，需要不断调整直流母线电压与逆变电路的工作模式，直到寻找到系统的最优效率。对于整流电路工作模式的控制也属于周期性循环控制，为避免控制紊乱，对于整流电路工作模式的调节周期应大于直流母线电压与逆变电路工作模式控制的控制周期。

实施例十四：仿真验证：

为验证本发明的可行性，利用saber仿真软件进行了仿真验证，仿真所用补偿拓扑为附图11所示的双边LCC补偿拓扑。仿真所用谐振单元参数如表1所示。

表1仿真所用谐振元件参数

本仿真实例中，设置母线电压调节范围为680V-900V，即

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。