用于控制电源的控制电路

技术领域

本公开涉及用于控制电源的电路，尤其涉及用于控制在功率转换器电路的充电阶段期间穿过功率转换器电路的电感器的电流的电路。

背景技术

例如移动电话、膝上型计算机和平板计算机、智能手表等便携式电子装置通常包括例如机载电池的电力源，以向便携式电子装置的各种组件和子系统供电。

便携式电子装置的一些组件或子系统可能需要大于机载电池的输出电压的供电电压。例如，为了提供用于驱动输出换能器(例如，用于输出例如音乐、语音等声音的扬声器、例如共振致动器的触觉换能器，或超声波换能器)的期望输出信号振幅范围，放大器子系统可能需要大于机载电池的最大输出电压的供电电压。

因此，可以在此类装置中提供增压转换器，以将机载电池的输出电压转换为适合用作此类组件和子系统的电源的较高电压。增压转换器在本领域中有时被称为升压转换器，因为它使源电压“升压”。

图1提供示例增压转换器电路的简化示意图，以及示出流经增压转换器电路的电感器的电流的图表。

增压转换器电路(在图1中通常以100示出)基本上包括电感器(L)110、储存电容器120、第一可控开关装置130(在此示例中为n沟道MOSFET)、第二可控开关装置140(在此示例中为p沟道MOSFET)，以及用于控制第一和第二可控开关装置(下文简称为开关)130、140的操作的控制电路150。第一开关130和第二开关140、控制电路150以及在一些示例中储存电容器120可以被提供为集成电路(IC)170的一部分，而电感器110在IC 170的外部并且经由IC 170的例如引脚、焊盘、焊球等端子180耦合至IC 170。在其它示例中，储存电容器120可以设置在IC 170的外部。

电感器110串联耦合在主机装置(例如移动电话等)的电池160的正极端子与第一开关130的漏极端子之间。第一开关130的源极端子耦合至接地或其它参考电压供电轨(为了简单起见，下文称为接地)，并且第一开关130的栅极端子耦合至控制电路150的第一输出，以便从控制电路150接收控制信号。

第二开关140的源极端子耦合至电感器110，并且第二开关140的漏极端子耦合至储存电容器120的第一端子。第二开关140的栅极端子耦合至控制电路150的第二输出，以便从控制电路150接收控制信号。储存电容器120的第二端子耦合至地面。

在增压转换器电路100的操作中，控制第一开关130和第二开关140以重复地将电感器110的一个端子耦合至地面，然后耦合至储存电容器120，使得能量可以从电感器110转移到储存电容器120，从而将跨越储存电容器120的电压V

在电路100的第一充电操作阶段Ф

在电路100的第二放电操作阶段Ф

通过多次重复充电阶段Ф

通常，增压转换器电路100的操作通过控制回路来调节，使得在多个充电阶段，每个充电阶段Ф

图2是出于图示目的示出其中在充电阶段Ф

在开始于时间t

在时间t

以这种方式调节电感器电流I

发明内容

根据第一方面，本发明提供一种用于控制穿过功率转换器的电感器的电流的控制电路，所述控制电路包括：

比较电路，所述比较电路被配置为将指示在所述功率转换器的充电阶段期间穿过所述电感器的电流的测量信号与指示在所述充电阶段穿过所述电感器的目标平均电流的信号进行比较，并基于所述比较输出比较信号；

检测电路，所述检测电路被配置为基于所述比较信号检测交叉时间，所述交叉时间指示在所述充电阶段期间穿过所述电感器的所述电流等于所述充电阶段的所述目标平均电流的时间；以及

电流控制电路，所述电流控制电路被配置为基于所述交叉时间控制在随后的充电阶段期间穿过所述电感器的电流。

所述控制电路还可包括被配置为监测所述充电阶段的持续时间的监测电路。

所述监测电路可被配置为基于控制穿过所述电感器的电流流动的开关的接通时间来监测所述充电阶段的所述持续时间。

所述监测电路可包括第一计数器，并且所述监测电路可被配置为在检测到使所述开关接通的开关控制信号时使所述第一计数器开始第一计数。

所述监测电路可被配置为在检测到使所述开关断开的开关控制信号时输出指示第一计数值的信号，其中所述第一计数值指示所述充电阶段的所述持续时间。

所述检测电路可被配置为基于所述比较信号从所述第一计数器确定第二计数值，其中所述第二计数值指示所述交叉时间。

所述检测电路可被配置为响应于检测到指示穿过所述电感器的所述电流等于所述目标平均电流的所述比较信号中的变化而确定所述第二计数值。

所述检测电路可包括被配置为生成指示所述交叉时间的第二计数值的第二计数器。

所述检测电路可被配置为在检测到使所述开关接通的开关控制信号时触发所述第二计数器开始第二计数。

所述检测电路可被配置为在检测到指示所述充电阶段开始的所述比较信号中的变化时触发所述第二计数器开始第二计数。

所述第一计数器和所述第二计数器可与公共时钟信号同步。

所述控制电路还可包括数字比较电路，所述数字比较电路被配置为将表示所述第一计数值的信号与表示所述第二计数值的信号进行比较，并基于所述比较向所述电流控制电路输出控制信号，其中所述电流控制电路被配置为基于所述控制信号来控制穿过所述电感器的所述电流。

表示所述第一计数值的所述信号可以是指示所述第一计数值的一半的信号。

所述电流控制电路可被配置为控制在随后的充电阶段中穿过电感器的所述电流，以便至少部分地补偿在所述充电阶段期间穿过所述电感器的所述电流与所述充电阶段的所述目标平均电流之间的任何差。

所述电流控制电路可被配置为响应于所述控制信号指示所述交叉时间大于所述充电阶段的所述持续时间的一半，增加在所述随后的充电阶段中穿过所述电感器的所述电流。

所述电流控制电路可被配置为响应于所述控制信号指示所述交叉时间小于所述充电阶段的所述持续时间的一半，减小在所述随后的充电阶段中穿过所述电感器的所述电流。

所述比较电路可包括：

差分放大器电路，所述差分放大器电路被配置为输出指示所述测量信号与表示所述目标平均电流的信号之间的差的信号；以及

比较器电路，所述比较器电路被配置为基于由所述差分放大器电路输出的所述信号来输出所述比较信号。

所述比较器电路可包括迟滞比较器电路。

所述比较电路可包括模拟电路并且所述检测电路可包括数字电路。

所述控制电路可被实施为集成电路。

根据本发明的第二方面，提供一种电子装置，所述电子装置包括根据任一前述权利要求所述的控制电路。

根据本发明的第三方面，提供一种用于估计在功率转换器的充电阶段穿过所述功率转换器的电感器的平均电流是否对应于所述充电阶段的目标平均电流值的电路，所述电路包括：

比较电路，所述比较电路被配置为将指示在所述充电阶段期间穿过所述电感器的电流的信号与指示所述目标平均电流值的信号进行比较；以及

检测电路，所述检测电路被配置为基于由所述比较电路输出的控制信号来检测穿过所述电感器的所述电流等于所述目标平均电流值的时间，

其中所述电路被配置为基于穿过所述电感器的所述电流等于所述目标平均电流值的所述时间来输出穿过所述电感器的所述电流是否对应于所述目标电流值的指示。

根据本发明的第四方面，提供一种用于监测在功率转换器的充电阶段期间穿过所述功率转换器的电感器的电流的电路，所述电路包括：

第一计数器，所述第一计数器被配置为对指示所述充电阶段的总周期的第一时钟循环数进行计数；

第二计数器，所述第二计数器被配置为对指示从所述充电阶段开始到阈值时间的周期的第二时钟循环数进行计数，在所述阈值时间，所述电感器的电流等于在所述充电阶段期间所述电感器的目标平均电流；以及

比较电路，所述比较电路被配置为将所述第一时钟循环数和所述第二时钟循环数进行比较，并基于所述第一时钟循环数与所述第二时钟循环数的所述比较，输出指示穿过所述电感器的所述电流是否对应于所述目标平均电流的比较信号。

根据本发明的第五方面，提供一种电路，所述电路用于基于穿过功率转换器的电感器的电流等于目标平均电流值的时间的比较来估计在所述功率转换器的充电阶段穿过所述电感器的平均电流是否对应于目标平均电流值。

根据本发明的第六方面，提供一种功率转换器，所述功率转换器包括用于基于穿过所述功率转换器的电感器的电流等于目标平均电流值的时间的比较来估计在充电阶段穿过所述电感器的平均电流是否对应于目标平均电流值的电路。

为了更好地理解本公开的示例，并且为了更清楚地示出示例可以如何实现，现将仅作为示例参考以下附图，在附图中：

图1提供示例增压转换器电路的简化示意图，以及示出穿过增压转换器电路的电感器的电流的图表；

图2是示出其中在充电阶段期间穿过图1的增压转换器电路的电感器的平均电流等于目标平均电流的理想情况的图表；

图3示出用于控制穿过电源电路的电感器的电流的控制电路的示例；

图4a-c示出在充电阶段期间图3的电路中出现的信号的示例波形；

图5a-b示出示例波形，示出了在电源充电阶段期间穿过电源电路的电感器的电流的近似值；

图6示出用于控制穿过电源电路的电感器的电流的控制电路的示例实施方案；

图7a-c示出在充电阶段期间图6的电路中出现的信号的示例波形。

以下描述阐述了根据本公开的示例实施方案。进一步的示例实施方案和实现方式对于本领域的普通技术人员来说是显而易见的。此外，本领域的技术人员将认识到，可以代替或结合下文讨论的实施方案应用各种等效技术，并且所有这些等效技术应被视为包含在本公开中。

图3示出用于控制在充电阶段期间穿过电源电路(例如，上文参考图1所述类型的增压转换器电路)的电感器310的电流的控制电路300。

控制电路300包括可控开关装置320(下文称为开关320)，在此示例中，所述可控开关装置是n沟道MOSFET装置。开关320的漏极端子耦合至电感器310(经由例如引脚、焊盘、焊球等的IC端子312)。开关320的源极端子经由感测电阻322耦合至接地或其它参考电压供电轨(为简单起见，下文称为接地)，并且开关320的栅极端子耦合至栅极驱动器电路330的输出，以便接收来自栅极驱动器电路330的控制信号。

缓冲放大器340耦合至第一开关320的源极端子与感测电阻322中间的节点342，并且可操作以输出指示穿过电感器310的电流I

缓冲放大器340的输出耦合至差分放大器电路350的第一反相(-)输入。差分放大器电路350的第二非反相输入(+)耦合至数模转换器(DAC)电路352，所述DAC电路提供指示在电源电路的每个充电阶段Ф

差分放大器电路350的输出耦合至模拟积分器电路360的输入。模拟积分器电路360被配置为对从差分放大器电路350接收的信号进行积分。

模拟积分器电路360的输出耦合至比较器电路370的第一非反相(+)输入。因此，在比较器电路370的第一输入处接收由模拟积分器电路360输出的信号C。比较器电路370的第二反相(-)输入耦合至地面(或一些其它合适的参考电压源)。

比较器电路370的输出耦合至数字控制回路380的输入，使得在数字控制回路380的输入处接收由比较器回路370输出的信号D。数字控制回路的输出耦合至峰值电流控制电路390的第一输入。峰值电流控制电路390的第二输入耦合至缓冲放大器电路340的输出，以便接收指示穿过电感器310的电流I

在控制电路300的操作中，开关320根据从栅极驱动电路330接收的控制信号来控制穿过电感器310的电流I

电感器310从并有控制电路300的主机装置(例如，移动电话等)的例如机载电池(未示出)的电源接收供电电压。

在充电操作阶段，开关320接通，从而建立穿过电感器310和感测电阻322到地面的电流路径。因此，穿过电感器310的电流I

缓冲放大器电路340向差分放大器电路350的反相输入输出指示电感器电流I

如果由模拟积分器电路370输出的信号C的电平大于0伏，则由比较器电路370输出的比较信号D处于逻辑高电平。当信号C的电平达到0伏(或略高于0伏的某个阈值电压)时，由比较器电路370输出的比较信号D变为逻辑低电平(0伏或接近0伏)。

如果比较信号D在充电阶段的持续时间内保持在逻辑高电平，并且在充电阶段结束时切换到逻辑低电平，这表明在充电阶段期间的平均电感器电流I

如果比较信号D在充电阶段结束之后保持在逻辑高电平，这表明在充电阶段期间平均电感器电流I

相比而言，如果比较信号D在充电阶段结束之前切换到逻辑低电平，这表明在充电阶段期间的平均电感器电流I

图4a示出当平均电感器电流I

在时间t

当信号C的振幅为正时，由比较器电路370输出至数字控制回路380的比较信号D处于逻辑高电平。在时间t

图4b示出平均电感器电流I

在时间t

与图4a所示的情况相反，在图4b中，比较信号D在充电阶段结束时(t

图4c示出当平均电感器电流I

在时间t

与图4a所示的情况相反，在图4c中，比较信号D在充电阶段结束之前切换到逻辑低电平，因为信号C的电平在充电阶段结束之前降至0。这是因为与图4a中所示的情况相比，信号B的电平达到信号A的电平所花费的时间更少，这表明充电阶段内的平均电感器电流I

因此，电路300提供在电源电路的充电阶段期间关于目标平均电流I

本公开的实施方案提供用于控制在电源电路的充电阶段期间穿过电源电路的电感器的电流的控制电路，其中所述控制电路包括比上文参考图3描述的控制电路300更少的模拟电路，且因此，当在集成电路中实施时可能占用更小的硅面积，这对可以在任何给定晶片上制造的管芯(IC)的数量有直接影响，即，给定晶片直径的管芯大小越小，可以获得的管芯数量就越多，并且每管芯的生产成本就越低。

本公开的实施方案基于在充电阶段电感器电流I

因此，本公开的控制电路有效地确定从充电阶段开始到穿过电感器的电流等于目标平均电流的交叉时间的时间周期，并将此时间周期与充电阶段的总周期进行比较。

在充电阶段内的平均电感器电流I

因此，如果从充电阶段开始到交叉时间的周期不等于充电阶段总持续时间的一半，这表明所述充电阶段中的平均电感器电流不等于目标平均电感器电流，且因此在随后的充电阶段中需要采取补偿动作，以至少部分地补偿实际电感器电流与目标平均电感器电流之间的差。因此，控制电路基于时间控制一个或多个随后的充电阶段中的电感器电流I

图5a是出于图示目的示出其中在充电阶段Ф

在此示例中，在已过去充电阶段Ф

图5b是出于图示目的示出其中在充电阶段Ф

在此示例中，在已过去充电阶段Ф

图6示出根据实施方案的用于控制在电源电路的充电阶段期间穿过电源电路的电感器的电流的控制电路600。控制电路600包括与上文参考图3所描述的控制电路300共同的多个元件。这些共同的元件由共同的参考数字表示，并且为了清楚和简洁，这里不再详细描述。

控制电路600包括监测电路610，其被配置为检测电感器310的充电阶段Ф

监测电路610的输入耦合至栅极驱动电路330的输出。监测电路610被配置为例如通过检测使开关320接通的栅极驱动信号(例如，正电压)来检测充电阶段Ф

监测电路610将指示第一计数的值的信号输出至数字除法器620，所述数字除法器通过将第一计数的值除以2来确定被除后的第一计数值，并且将指示被除后的第一计数值的信号输出至数字比较电路630的第一输入。

电路600还包括迟滞比较器电路640，所述迟滞比较器电路被配置为在其第一非反相(+)输入处接收由差分放大器350输出的信号。可以回忆到，差分放大器350被配置为输出指示目标平均电感器电流I

迟滞比较器电路640的第二反相(-)输入耦合至地面(或某个其它合适的参考电压源)。因此，此示例中的迟滞比较器电路640被配置为输出指示电感器电流I

当目标平均电感器电流I

当目标平均电感器电流I

如本领域的普通技术人员将理解的，迟滞比较器电路640提供迟滞，这降低了由迟滞比较电路640输出的比较信号C由于由差分放大器电路350输出的信号中的瞬变而不正确地改变的风险。

迟滞比较器电路640的输出耦合至检测电路650的输入，所述检测电路被配置为基于比较信号C来检测穿过电感器310的瞬时电流I

当电感器电流I

数字比较电路630将从检测电路650接收的第二计数值与从数字除法器电路620接收的被除后的第一计数值进行比较，并基于所述比较将信号输出至数字控制回路380。

如果第二计数值等于被除后的第一计数值，即如果电感器电流I

如果第二计数值大于被除后的第一计数值，即如果电感器电流I

如果第二计数值小于被除后的第一计数值，即如果电感器电流I

图7a示出平均电感器电流I

在时间t

图7b示出平均电感器电流I

在时间t

与图7a所示的情况相反，在图7b中，比较信号C在充电阶段的中途之后的点变为低。这是因为与图7a所示的情况相比，测量信号B的电平达到信号A的电平所花费的时间更长，这表明在充电阶段的平均电感器电流I

图7c示出平均电感器电流I

在时间t

与图7a所示的情况相反，在图7c中，比较信号C在充电阶段的中途之前的点变为低。这是因为与图7a所示的情况相比，测量信号B的电平达到信号A的电平所花费的时间更少，这表明在充电阶段的平均电感器电流I

在替代实施方案中，检测电路650可以包括第二数字计数器。在此实施方案中，第一和第二数字计数器与公共时钟信号同步，使得它们以相同的速率计数。在此实施方案中，例如通过检测到比较信号C已经从低变为高，或者通过检测到使开关320接通的栅极驱动信号(例如，正电压)，检测电路650检测到充电阶段Ф

因此，本公开的实施方案提供了用于基于时间控制在电源电路的充电阶段期间的电感器电流以满足目标平均电流的电路。电路600使用的模拟电路比图3所示的电路300所使用的模拟电路少，从而用较小的数字电路(数字监测电路610、数字除法器电路620、数字比较电路630和数字检测电路650，如图6中阴影框所示)有效地替换模拟积分器电路360和模拟比较器电路370。因此，当被实施为集成电路时，控制电路600比图3的电路300占用更少的硅面积。此外，与图3的电路300相比，使用数字电路，而不是模拟电路可以减少电路600的功耗。

技术人员将认识到，上述设备和方法的一些方面可以例如在例如磁盘、CD-ROM或DVD-ROM的非易失性载体介质、例如只读存储器(固件)的编程存储器，或例如光或电信号载体的数据载体上体现为处理器控制代码。对于许多应用，本发明的实施方案将在DSP(数字信号处理器)、ASIC(专用集成电路)或FPGA(现场可编程门阵列)上实施。因此，代码可以包括常规程序代码或微码，或者例如用于设置或控制ASIC或FPGA的代码。代码还可以包括用于动态地配置可重新配置的设备(例如可重新编程逻辑阵列门)的代码。类似地，代码可以包括用于例如Verilog

应注意，上述实施方案示出而不是限制本发明，并且本领域技术人员将能够在不脱离所附权利要求的范围的情况下设计许多替代实施方案。词语“包括”不排除权利要求中列出的元件或步骤以外的元件或步骤的存在，“一”或“一个”不排除多个，并且单个特征或其它单元可以履行权利要求中列举的几个单元的功能。权利要求中的任何参考数字或标记不应被解释为限制其范围。