一种可调谐缝隙天线及多频段天线系统

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，尤其涉及一种可调谐缝隙天线及多频段天线系统。

背景技术

可重构微波电路和天线由于具有多频段、多工作模式的特点，在现代通信系统的发展中受到了广泛的关注。其中，无线信号的发射和接收对可重构天线提出了很高的要求，对于相关技术中的可重构天线，例如一些微带天线和SIW (Substrate integratedwaveguide：基片集成波导)缝隙天线，需要使用电子控制装置来进行调谐动作。

然而，这些基于电子器件的可重构天线往往存在功率处理能力低、辐射效率低、噪声干扰高等问题，对于多频段移动无线通信系统的构建而言还存在一定的局限性。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于提供一种可调谐缝隙天线及多频段天线系统，具有可调谐、低损耗、高效率、高功率处理能力、可靠性好的特点，适于应用在多频段无线通信系统中。

为解决上述技术问题，本发明是这样实现的，提供一种可调谐缝隙天线，包括调谐腔体、调谐柱和馈电腔体，所述调谐腔体、所述调谐柱和所述馈电腔体均由金属材料制成，所述调谐腔体包括第一面板、和所述第一面板相对的第二面板及连接于所述第一面板和所述第二面板之间的侧壁，所述第一面板、所述第二面板和所述侧壁围合形成谐振腔，所述第一面板开设辐射缝隙，所述第二面板开设馈电缝隙，所述调谐柱连接于侧壁且一端伸入所述谐振腔内，所述调谐柱伸入所述谐振腔内的长度能够调节，所述馈电腔体连接于所述第二面板的背离所述第一面板侧，所述馈电腔体包围所述馈电缝隙，所述馈电腔体连接有同轴馈电端子，所述同轴馈电端子的中心馈电线伸入所述馈电腔体内。

进一步地，所述第一面板和所述第二面板相互平行，所述辐射缝隙的长度方向平行于所述馈电缝隙的长度方向，所述调谐柱的长度方向平行于所述第一面板的板面且垂直于所述辐射缝隙的长度方向。

进一步地，所述辐射缝隙的长度和所述辐射缝隙的宽度的比值在 2.00-6.00，所述馈电缝隙的长度和所述馈电缝隙的宽度的比值在3.50-8.00，所述辐射缝隙的长度和所述馈电缝隙的长度的比值在0.60-0.95。

进一步地，所述辐射缝隙的中心和所述馈电缝隙的中心正对，所述调谐柱的中心线和所述中心馈电线的中心线共同所在的面经过所述辐射缝隙的中心和所述馈电缝隙的中心。

进一步地，所述调谐柱伸入所述谐振腔的可调长度和所述谐振腔的在所述调谐柱长度方向上的宽度的比值在0-0.5。

进一步地，所述第一面板和所述第二面板相互平行，所述辐射缝隙的长度方向和所述馈电缝隙的长度方向之间具有夹角，所述中心馈电线的延伸方向垂直于所述馈电缝隙的长度方向，所述侧壁连接有第一调谐柱和第二调谐柱，所述第一调谐柱和所述第二调谐柱的长度方向均平行于所述第一面板，所述第一调谐柱和所述第二调谐柱之间具有夹角，所述第一调谐柱和所述第二调谐柱之间具有夹角。

进一步地，所述辐射缝隙的长度和所述辐射缝隙的宽度的比值在 1.50-8.00，所述馈电缝隙的长度和所述馈电缝隙的宽度的比值在2-15，所述辐射缝隙的长度和所述馈电缝隙的长度的比值在0.60-0.95。

进一步地，所述辐射缝隙和所述馈电缝隙的中心正对，所述辐射缝隙和所述馈电缝隙之间的夹角为90°，所述第一调谐柱和所述第二调谐柱相互垂直，所述第一调谐柱与所述辐射缝隙的长度方向的夹角、所述第二调谐柱与所述辐射缝隙的长度方向的夹角均为45°。

进一步地，所述中心馈电线平行于所述第二面板的板面，所述中心馈电线垂直于所述馈电缝隙的长度方向。

进一步地，提供一种多频段天线系统，包括如上任意一种所述的可调谐缝隙天线。

本发明中可调谐缝隙天线及多频段天线系统与现有技术相比，有益效果在于：

信号可以通过同轴馈电端子和馈电腔体从馈电缝隙馈入，通过调整调谐柱伸入谐振腔内的长度，可以调谐谐振腔的谐振频率，最后信号可以通过辐射缝隙辐射出。本方案的可调谐缝隙天线具有可调谐、低损耗、高效率、高功率处理能力、可靠性好的特点，适于应用在多频段无线通信系统中。

附图说明

图1是本发明实施例第一种实现方式中可调谐的单频天线，(a)三维视图； (b)xz平面侧视图；(c)yz平面侧视图；

图2是本发明实施例第一种实现方式中可调谐的单频天线用不同长度的调谐柱模拟“S11”；

图3是本发明实施例第一种实现方式中可调谐的单频天线的场分布(A-A' 平面的E场和B-B'平面的H场)；(a)和(b)：L4＝0时，3.595GHz的E场和H场；(c)和(d)L4＝10mm时，3.477GHz的E场和H场；

图4是本发明实施例第一种实现方式中可调谐的单频天线的等效电路模型；

图5是本发明实施例第一种实现方式中可调谐的单频天线的谐振频率与金属柱长度的关系；

图6是本发明实施例第一种实现方式中可调谐的单频天线的调谐柱的(a) 半径和(b)调谐柱位置偏移对谐振频率的影响关系；

图7是本发明实施例第一种实现方式中可调谐的单频天线的辐射缝隙和馈电缝东西对谐振频率的影响：(a)辐射缝隙长度L1；(b)馈电缝隙长度L2；

图8是本发明实施例第一种实现方式中可调谐的单频天线的性能仿真结果；

图9是本发明实施例第一种实现方式中可调谐的单频天线的辐射方向图仿真：(a)xz面辐射方向图；(b)yz面辐射方向图；

图10是本发明实施例第二种实现方式中可调谐的双频天线结构示意图：(a) 三维视图；(b)顶视图；

图11是对本发明实施例第二种实现方式中可调谐的双频天线的模拟结果：(a)模拟了腔内|S11|和模的电场分布；(b)3.553ghz下TE101模辐射缝隙的电场分布；(c)3.876ghz下TE011模辐射缝隙的电场分布；

图12是本发明实施例第二种实现方式中可调谐的双频天线的等效电路模型；

图13是本发明实施例第二种实现方式中可调谐的双频天线用不同长度的第一调谐柱(a)和第二调谐柱(b)的模拟“S11”；

图14是本发明实施例第二种实现方式中可调谐的双频天线的最终仿真结果:(a)|S11|,(b)可变长度第一调谐柱，L4下的实现增益；(c)|S11 |，(d)可变长度第二调谐柱，L5下的实现增益；

图15是本发明实施例第二种实现方式中可调谐的双频天线的不同频带在不同方向上的辐射方向图:(a)频带1的xz平面；(b)频带1的yz平面； (c)频带2的xz平面；(d)频带2的yz平面；

图16是本发明实施例第三种实现方式中可调谐的宽带缝隙天线的初始性能，此时第一调谐柱和第二调谐柱伸入谐振腔的长度均为0；

图17是测试本发明实施例中可调谐的缝隙天线时的实验装置照片：(a)S 参数；(b)远区辐射；

图18是本发明实施例第三种实现方式中可调谐的宽带缝隙天线在第一调谐柱和第二调谐柱在不同参数设置时的仿真和测量结果：(a)|S11|；(b) 实现增益；(c)总效率；

图19是本发明实施例第三种实现方式中可调谐的宽带缝隙天线在E面和H 面上测量和模拟的辐射方向图：(a)和(b)为参数设置I的3.735GHz；(c) 和(d)为参数设置II的3.62GHz；(e)和(f)为参数设置III的3.5GHz；

图20是本发明实施例第三种实现方式中可调谐的宽带缝隙天线在第一调谐柱和第二调谐柱的不同参数设置下的回波损耗测试结果；

图21是表一，为研究本发明实施例第三种实现方式中可调谐的宽带缝隙天线具有恒定FBW时的结果；

图22是表二，为研究本发明实施例第三种实现方式中可调谐的宽带缝隙天线具有恒定中心频率时的结果。

在附图中，各附图标记表示：1、调谐腔体；11、辐射缝隙；12、馈电缝隙； 13、侧壁；2、调谐柱；21、第一调谐柱；22、第二调谐柱；3、馈电腔体；31、同轴馈电端子；311、中心馈电线。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例：

在本实施例中，提供一种多频段天线系统，包括可调谐缝隙天线，其中，结合图1和图10，可调谐缝隙天线包括调谐腔体1、调谐柱2和馈电腔体3，调谐腔体1、调谐柱2和馈电腔体3均由金属材料制成，调谐腔体1包括第一面板、和第一面板相对的第二面板及连接于第一面板和第二面板之间的侧壁13，第一面板、第二面板和侧壁13围合形成谐振腔，第一面板开设辐射缝隙11，第二面板开设馈电缝隙12，调谐柱2连接于侧壁13且一端伸入谐振腔内，调谐柱2伸入谐振腔内的长度能够调节，馈电腔体3连接于第二面板的背离第一面板侧，馈电腔体3包围馈电缝隙12，馈电腔体3连接有同轴馈电端子31，同轴馈电端子31的中心馈电线311伸入馈电腔体3内。

信号可以通过同轴馈电端子31和馈电腔体3从馈电缝隙12馈入，通过调整调谐柱2伸入谐振腔内的长度，可以调谐谐振腔的谐振频率，最后信号可以通过辐射缝隙11辐射出。本方案的可调谐缝隙天线具有可调谐、低损耗、高效率、高功率处理能力、可靠性好的特点，适于应用在多频段无线通信系统中。

在本实施例的第一种实现方式中，提供一种可调谐的单频天线：

第一面板和第二面板相互平行，辐射缝隙11的长度方向平行于馈电缝隙 12的长度方向，调谐柱2的长度方向平行于第一面板的板面且垂直于辐射缝隙 11的长度方向；辐射缝隙11的长度和辐射缝隙11的宽度的比值在2.00-6.00，馈电缝隙12的长度和馈电缝隙12的宽度的比值在3.50-8.00，辐射缝隙11的长度和馈电缝隙12的长度的比值在0.60-0.95；辐射缝隙11的中心和馈电缝隙12的中心正对，调谐柱2的中心线和中心馈电线311的中心线共同所在的面经过辐射缝隙11的中心和馈电缝隙12的中心；调谐柱2伸入谐振腔的可调长度和谐振腔的在调谐柱2长度方向上的宽度的比值在0-0.5；中心馈电线311 平行于第二面板的板面，中心馈电线311垂直于馈电缝隙12的长度方向。

具体的，在本实现方式中，优选的，调谐腔体1和馈电腔体3均为长方体结构且长度方向平行，谐振腔为长方体型，调谐腔体1和馈电腔体3的中心正对，其中，谐振腔的长a＝64mm，谐振腔的宽b＝60mm，谐振腔的高c＝46mm，馈电腔体3的内腔长p＝50mm，馈电腔体3的内腔宽q＝32mm，馈电腔体3的内腔高 s＝25mm，辐射缝隙11的长L1＝35mm，辐射缝隙11的宽W1＝12mm，馈电缝隙12 的长L2＝38mm，馈电缝隙12的宽W2＝8mm，中心馈电线311伸入馈电腔体3内的长L3＝24.5mm，调谐柱2的轴线和谐振腔顶部之间的距离D1＝23mm，中心馈电线311的轴线和第二面板之间的距离D2＝7mm，调谐柱2的半径r＝3mm，第一面板的厚度t1＝5mm，第二面板的厚度t2＝3。应当理解，前述的单频天线的各参数仅仅是一个示例，在实际应用时，为了得到合适的调谐频段范围，各参数可以根据需要进行适应性调整：例如，调谐腔体1和馈电腔体3的外形可以同时或分别调整为圆柱形、五棱柱型、六棱柱型等等，并且，调谐腔体1和馈电腔体3 的内腔均可以随各自的外形对应变化；调谐腔体1和馈电腔体3均为长方体结构的情况下，谐振腔的长度a可以在20mm-150mm内选取，例如20mm、25mm、 30mm、35mm、40mm、45mm、50mm、55mm、60mm、65mm、70mm、75mm、 80mm、85mm、90mm、95mm、100mm、105mm、110mm、115mm、120mm、 125mm、130mm、135mm、140mm、145mm等等，并且，以前述优选方案为参照，其余各参数的尺寸和谐振腔的长度a的比值可以上下浮动，且上下浮动的比例可以在0-50％之间，例如5％、10％、15％、20％、25％、30％、35％、40％、45％等，以谐振腔的长度a选取为128mm，谐振腔的宽b和谐振腔的长度a的比值上浮10％为例，b可以设置为128*(60/64)*(1+10％)＝132mm，其他的参数可以参照该方式进行适应性设置，在此不再赘述。

下面将对可调谐的单频天线的方案进行设计分析，图2显示了没有设置和设置了调谐柱2时模拟的回波损耗|S11|。可以看出，由于调谐柱2的存在，腔模TE101的谐振频率向较低的频率偏移。为了清楚地了解调谐柱2的影响，图3给出了两个频率下的电场和磁场分布。图3(a)和(b)表明，调谐柱2 没有伸入谐振腔时，电场(E-场)完全沿y轴，磁场(H-场)在xz平面呈环状，中间部分为零。如图3(c)和(d)所示，随着调谐柱2伸入谐振腔，电场仍沿y轴方向，在调谐柱2周围有一个小的拐点，而中间部分的磁场变强。这意味着调谐柱2几乎不影响电场，但对磁场产生很大的影响。因此，调谐柱2在 TE101模式上可以产生感应负载。

如图4所示，可以建立所提出的可调谐的单频天线的整体等效电路模型， Cr1和Lr1分别表示原TE101模的LC谐振器模型，Cf1和Cs1分别表示馈电缝隙12和辐射缝隙11的电容负载，Lp1表示调谐柱2的感应负载。这里，可以将Lp1视为可调谐参数，并且通过调整调谐柱2伸入谐振腔的长度来获得可调谐Lp1，其可调谐频率f1满足公式(1)：

(1)

图5显示了腔模TE101在调谐柱2的不同长度(L4)下的谐振频率。调谐柱2伸入谐振腔的长度的增加了电感负载参数，即电感Lp1，L4从0增加到20 mm，使得腔模TE101的谐振频率从3.61GHz降低到2.68GHz。因此，该方法在可调谐的单频天线设计中具有良好的可行性。

频移增量主要取决于负载电感，除了调谐柱2伸入谐振腔的长度外，调谐柱2的半径和与前述示例方案的位置的偏移量也会影响频移。如图6(A)所示，调谐柱2的较大半径产生较大的负载电感，从而产生较大的频移。如图6(b) 所示，较大的偏移产生较小的频率偏移，这意味着放置在中心位置的调谐柱2 可以产生最大的扰动。因此，调谐柱2的半径可以适应性设置，调谐柱2的半径r可以设置为1-10mm，除表中所示的半径示例，调谐柱2的半径r还可以是 4mm、5mm、6mm、7mm、8mm、9mm等等；在本实施例中，调谐柱2为圆柱形，在一些实施例中，调谐柱2可以是四棱柱、五棱柱等形状，前述方式设置的调谐柱2横截面尺寸相同，在一些实施例中，为了方便调谐，也可以将调谐柱2设置为圆锥状、圆锥台状、四棱锥、四棱台、五棱锥、五棱台等等，即调谐柱2 的靠近伸入谐振腔的一端处的横截面尺寸小于靠近侧壁13处的横截面尺寸。

根据公式(1)，可以得出，随着辐射缝隙11和馈电缝隙12尺寸的增大， Cs1和Cf1的电容负荷增大，谐振频率f1减小。这里，讨论了辐射缝隙11长度和馈电缝隙12长度的影响，如图7所示，可以看出，随着缝隙长的增加，谐振频率会降低。

然后，设计了一种可调谐的单频天线。在实际应用中，阻抗匹配是影响调谐范围的主要因素。该天线采用了试验误差法，实现了良好的阻抗匹配和可实现的调谐范围。然后，得到了单频天线的最终仿真结果，如图8所示，10db返回损耗的可实现调谐范围为3.6ghz～3.14ghz。fH和fL分别为最高和最低的中心频率，频率调谐百分比计算公式可以为：

(2)

本方案的可调谐的单频天线的频率调谐百分比为13.6％。图9显示了辐射模式的仿真，可见，本方案的可调谐的单频天线在调谐范围内具有稳定的辐射性能。

在本实施例的第二种实现方式中，提供一种可调谐的双频天线：

第一面板和第二面板相互平行，辐射缝隙11的长度方向和馈电缝隙12的长度方向之间具有夹角，中心馈电线311的延伸方向垂直于馈电缝隙12的长度方向，侧壁13连接有第一调谐柱21和第二调谐柱22，第一调谐柱21和第二调谐柱22的长度方向均平行于第一面板，第一调谐柱21和第二调谐柱22之间具有夹角，第一调谐柱21和第二调谐柱22之间具有夹角。优选的，辐射缝隙 11的长度和辐射缝隙11的宽度的比值在1.50-8.00，馈电缝隙12的长度和馈电缝隙12的宽度的比值在2-15，辐射缝隙11的长度和馈电缝隙12的长度的比值在0.60-0.95；辐射缝隙11和馈电缝隙12的中心正对，辐射缝隙11和馈电缝隙12之间的夹角为90°，第一调谐柱21和第二调谐柱22相互垂直，第一调谐柱21与辐射缝隙11的长度方向的夹角、第二调谐柱22与辐射缝隙11 的长度方向的夹角均为45°；中心馈电线311平行于第二面板的板面，中心馈电线311垂直于馈电缝隙12的长度方向。

具体的，在本实现方式中，优选的，调谐腔体1和馈电腔体3均为长方体结构且长度方向相互垂直，谐振腔为长方体型，调谐腔体1和馈电腔体3的中心正对，其中，谐振腔的长a＝74mm，谐振腔的宽b＝56mm，谐振腔的高c＝48mm，馈电腔体3的内腔长p＝50mm，馈电腔体3的内腔宽q＝25mm，馈电腔体3的内腔高s＝25mm，辐射缝隙11的长L1＝31mm，辐射缝隙11的宽W1＝15mm，馈电缝隙 12的长L2＝37mm，馈电缝隙12的宽W2＝4mm，中心馈电线311伸入馈电腔体3 内的长L3＝21mm，调谐柱2的轴线和谐振腔顶部之间的距离D1＝23mm，中心馈电线311的轴线和第二面板之间的距离D2＝14mm，第一调谐柱21和第二调谐柱22 的半径均为r＝3mm，第一面板的厚度t1＝5mm，第二面板的厚度t2＝3，辐射缝隙11和调谐腔体1长度方向的夹角α1＝45°，馈电缝隙12和调谐腔体1长度方向的夹角α2＝45°，第一调谐柱21的延伸方向平行于调谐腔体1的宽度方向，第二调谐柱22的延伸方向平行于调谐腔体1的长度方向。应当理解，前述的双频天线的各参数仅仅是一个优选示例，在实际应用时，为了得到合适的调谐频段范围，各参数可以根据需要进行适应性调整：例如，调谐腔体1和馈电腔体 3的外形可以同时或分别调整为圆柱形、五棱柱型、六棱柱型等等，并且，调谐腔体1和馈电腔体3的内腔均可以随各自的外形对应变化；调谐腔体1和馈电腔体3均为长方体结构的情况下，辐射缝隙11和调谐腔体1长度方向的夹角α1和馈电缝隙12和调谐腔体1长度方向的夹角α2的和保持在90°，α1可以为25°、30°、35°、40°、50°、55°、60°、65°、70°等等，谐振腔的长度a可以在20mm-150mm内选取，例如20mm、25mm、30mm、35mm、40mm、 45mm、50mm、55mm、60mm、65mm、70mm、75mm、80mm、85mm、90mm、 95mm、100mm、105mm、110mm、115mm、120mm、125mm、130mm、135mm、 140mm、145mm等等，并且，以前述优选方案为参照，其余各参数的尺寸和谐振腔的长度a的比值可以上下浮动，且上下浮动的比例可以在0-50％之间，例如5％、10％、15％、20％、25％、30％、35％、40％、45％等，以谐振腔的长度a选取为148mm，谐振腔的宽b和谐振腔的长度a的比值下浮10％为例，b可以设置为 148*(56/74)*(1-10％)＝100.8mm，其他的参数可以参照该方式进行适应性设置，在此不再赘述。

下面将对可调谐的双频天线的方案进行设计分析，结合上述单频天线的介绍，可以理解腔模受平行于电场放置的调谐柱2的影响，其中调谐柱2和TE101 模的电场都沿y轴。在矩形调谐腔体1中，存在着另一种电场沿x轴方向分布的腔模，即TE011模。这两种模式可用于设计双频缝隙天线。如前所述，如图 10所示，可调谐的双频天线可通过分别沿x轴和y轴引入第二调谐柱22和第一调谐柱21形成。馈电缝隙12和辐射缝隙11均旋转，以同时激发TE101和 TE011模式进行辐射。这里，将辐射缝隙11的旋转角度设置为-45°(或+45°)，以将电场E和磁场H辐射方向图保持在-45°和+45°，而馈电缝隙12的旋转角度可以在优化后最终确定。

如图11(a)所示，为未设置调谐柱2时的双频天线的模拟|S11|，图中还显示了腔内两种谐振模式的电场分布，可以看出，第一模式是TE101，第二模式是TE011，可见它们会有正交极化。实际上，这两种模式只能通过同一个辐射缝隙11辐射。旋转的辐射缝隙11可以同时辐射这两种模式，两种模式在辐射缝处的电场分布分别如图11(b)和(c)所示，可以看出，它们具有相同的电场方向。由于辐射缝隙11处的电场对远场辐射特性起主导作用，这两种模式的辐射方向图具有相同的极化。

虽然馈电缝隙12和辐射缝隙11同时影响这两种模式，但它们对这两种模式产生不同程度的扰动。此外，沿y轴的第一调谐柱21仅影响TE101模式，而沿x轴的第二调谐柱22仅影响TE011模式。根据上述类似分析，如图12所示，可以建立可重构双频天线的等效电路模型。为了简化本文的分析，每个模式对应一个分支。TE101模的谐振频率表示为公式(1)。类似地，TE011模式的谐振频率可以表示为：

(3)

根据公式(1)和公式(3)，可知，模式TE101和TE011的谐振频率可以通过改变电感Lp1和Lp2来独立调谐。这里，Lp1和Lp2的负载电感分别由第一调谐柱21和第二调谐柱22伸入谐振腔内的长度决定。为了证明这两种模式借助于两个调谐柱2的独立调谐功能，如图13所示，展示了两种模式在不同 L4和L5下的谐振频率，可以看出，这两种模式确实可以独立调谐而不影响另一种模式。作为独立调谐机理的一种方便方法，具有同方向电场分布的腔模仅由平行于其电场的调谐柱2决定。

为此，提出并设计了该可调谐的双频天线，最后的模拟结果如图14所示，调整第一调谐柱21伸入谐振腔内的长度可以产生第一频带的可调谐频率，并且回轻微地影响第二频带，第一频带的10db回波损耗的调谐范围为3.56ghz～3.15ghz，调谐率为11.5％。同时，调整第二调谐柱22伸入谐振腔内的长度的可以产生第二频带的可调谐频率，并且对第一频带影响较小，第二频段10db 回波损耗的调谐范围为3.88ghz～3.23ghz，调谐率为18.3％。还可以看出，第二频带的调谐频率在第一频带上改变，如图14(c)和(d)所示，这很好地证明了所提出的基于腔模式的可调谐的双频天线的工作稳定性。可调谐的双频天线在调谐范围内的辐射方向图如图15所示，这也表明可调谐的双频天线具有稳定的辐射方向图。

在第三种实现方式中，提供一种可调谐的宽带缝隙天线：

本实现方式的天线结构可以参照第三种实现方式的双频天线，其中两个模式可在同一频带中谐振，从而由于两个谐振频率之间的辐射零点消失而形成双模宽工作频带。该天线的具体参数如下：谐振腔的长a＝80mm，谐振腔的宽b＝66mm，谐振腔的高c＝51mm，馈电腔体3的内腔长p＝52mm，馈电腔体3的内腔宽q＝25mm，馈电腔体3的内腔高s＝25mm，辐射缝隙11的长L1＝42mm，辐射缝隙11的宽 W1＝10mm，馈电缝隙12的长L2＝52mm，馈电缝隙12的宽W2＝12mm，中心馈电线 311伸入馈电腔体3内的长L3＝18mm，调谐柱2的轴线和谐振腔顶部之间的距离 D1＝26mm，中心馈电线311的轴线和第二面板之间的距离D2＝6mm，第一调谐柱 21和第二调谐柱22的半径均为r＝3mm，第一面板的厚度t1＝3mm，第二面板的厚度t2＝3，辐射缝隙11和调谐腔体1长度方向的夹角α1＝45°，馈电缝隙12 和调谐腔体1长度方向的夹角α2＝60°，第一调谐柱21的延伸方向平行于调谐腔体1的宽度方向，第二调谐柱22的延伸方向平行于调谐腔体1的长度方向。该方案仅仅是一个示例，应当理解，根据该方案中各参数的比值关系，可以参照第二种实现方式列举参数调整方式对本实现方式的宽带缝隙天线适应性调整，以获得适当的调谐频率范围。

图16显示了这种双模宽带缝隙天线的模拟结果，这里，双模天线的带宽(BW) 被近似地给出为f1(TE101模式)和f2(TE011模式)之间的频率差。同时，将分数带宽(FBW)定义为BW/fc的比值，其中fc表示工作频带的中心频率。如公式(1)和公式(3)所示，f1和f2可以独立地修改，使得BW、FBW和fc 都可以灵活地控制。

原本，由于这些模式的谐振频率无法独立控制，采用传统的重构技术很难对BW进行控制。但在本方案中，所提出的天线的两种模式可以通过修改它们各自的调谐柱2伸入谐振腔内的长度来独立调整，因此，这一吸引人的特性可以有效地用于设计具有恒定FBW的频率和具有恒定中心频率的带宽可调谐缝隙天线。

A.恒定FBW频率可重构天线

首先，我们开始设计频率可重构的恒定FBW缝隙天线。由于f1和f2通过修改第一调谐柱21和第二调谐柱22伸入谐振腔内的长度来调谐，因此所有BW、 FBW和fc都可以作为L4和L5的函数来操作(从最初获得的天线性能开始，如图16所示)。这里，FBW由初始性能给出，例如，图16所示的天线的FBW为 5.8％。fc是频率调谐期间的目标中心频率。一旦给定FBW和fc，就可以通过使用公式(4)

为了概念验证，我们在设计完成后制作了一个天线原型并进行了测试。图 17(a)和图17(b)分别提供了S参数和远区辐射的实验装置照片。使用两个调谐金属螺钉(第一调谐柱21和第二调谐柱22)作为调谐元件，通过扭转金属螺钉来执行调谐过程。如图18所示为测量和模拟的|S11|，实现的增益和总效率。三种状态显示了中心频率可调，FBW恒定为5.8％，两个调谐柱2的长度和这三种状态下的模拟/测量结果见表一(图21)。宽带缝隙天线的调谐范围为3.735GHz至3.5GHz，回波损耗为10dB，调谐百分比约为6.5％。在这三种状态下测得的天线总效率均高于88％，而模拟的总效率高于90％。三种状态中心频率的模拟和测量辐射图如图19所示。它们在这三种状态下的共极化几乎没有变化，显示出稳定的辐射模式。交叉极化优于20dB。模拟结果与实测结果吻合良好。

B.中心频率恒定的FBW可重构天线

接下来，我们进一步利用所提出的设计概念来设计一个具有恒定中心频率的带宽可重构天线。在本设计中，中心频率fc是给定的，而FBW是在调谐过程中适应性设置的。根据式公式(4)，通过适当调整第一调谐柱21和第二调谐柱22伸入谐振腔内的长度，可以获得规定的频率f1和f2。特别地，通过以相反方向扭转两个金属柱(即，增加(或减少)第一调谐柱21(L4)的长度和减少(或增加)第二调谐柱22(L5)的长度)来获得可变带宽。图20显示了恒定中心频率为3.62GHz的可调谐工作带宽的模拟和测量的|S11|。在频率范围内，它们之间获得了很好的一致性。测量的带宽可以在294mhz到142mhz范围内灵活调谐，回波损耗为10db。详细结果见表二(图22)。实际上，通过进一步增加L4和减少L5，可以使BW或FBW尽可能小。

上述三种天线结构通过调整调谐柱2伸入谐振腔内的长度来实现调谐，存在调谐速度低的特点，调节谐振伸入谐振腔内的长度的实现方式可以采用螺纹连接手动调节的方式，也可以采用电机控制调谐柱2伸缩的方式，虽然调谐速度较低，但可以带来低功耗、天线效率高、可靠性好的特点，并且，本构思下的天线可以实现频率和带宽可重构的双模宽带天线。

在上述各种构思方案下，为了获得更高的增益并保持可重构特性，可以在第一面板上开设多个辐射缝隙11，辐射缝隙11的长度方向相互平行。

本方案所提出的可调谐缝隙天线具有独立连续调谐能力、高功率处理能力、低损耗、高效率、单向辐射和稳定的辐射方向图等特点，具有低损耗、高效率、高功率处理能力和高长期可靠性的性能。这些优点使得所提出的可调谐缝隙天线适用于多频段移动无线通信系统。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。