软开关单级式三开关三相ACDC变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及AC/DC变换器技术领域，尤其是一种宽范围软开关单级式三开关三相ACDC变换器及其控制方法。

背景技术

目前三相功率变换器主要采用两级结构，如汽车充电桩，前级采用维也纳PFC或六开关PFC等升压型(Boost)拓扑实现功率因数校正，后级采用LLC或全桥拓扑等实现DC/DC功率变换。三相AC/DC根据是否具有直流侧电感可以分为两大类：电流源型和电压源性AC/DC变换器；根据是否存在高频隔离变压器又可以分为隔离型和非隔离型。

由三相桥式电路构成的非隔离三相电压源型AC/DC变换器，在整流工作时直流侧呈升压特性，三相380V交流电压经其变换后直流电压通常达600～800V，通常需要通过隔离变压器或者在后级加DC/DC变换器进行降压后才能接到低压直流母线上。此外，电压源型AC/DC变换器的整流模式是升压(boost)类型，存在启动冲击问题，需要在功率传输路径中加入启动限流措施，影响变换器效率和功率密度，同时，升压型电路在空载或轻载工作时，系统的闭环控制也存在较大的难度，难以兼顾控制的稳定性和快速动态响应特性。隔离型AC/DC变换器通常需要两级式结构，一种是在前级加入工频隔离变压器，这会导致变换器整体体积重量大、成本高；另一种是在后级加入高频隔离DC/DC变换器，但是两级式功率变换对系统效率有很大的负面影响，并且现有的高频隔离DC/DC变换器宽电压变化范围条件下的特性较差，这种变换器难以适应宽输入输出电压变化的应用需求。

目前有单级三相AC-DC变换器，通常开关器件多电路复杂，控制也不简单。如中国专利申请(公开号：CN112202351A)，有较高的技术先进性，如单级实现隔离的AC-DC且原边高频开关器件实现软开关，但有源开关功率器件多，需要8个高频功率开关器件和多个磁性器件。

因此，设计一种电路简单、控制方便、元器件相对较少、制备成本相对较低的三相ACDC整流器是业界亟待解决的技术问题。

发明内容

为了解决现有技术中存在的上述缺陷，本发明提出一种软开关单级式三开关三相ACDC变换器及其控制方法。

本发明采用的技术方案是设计一种软开关单级式三开关三相ACDC变换器，包括三相不控整流桥、充放电控制支路、扇区选择开关组、隔直电容C1、隔离变压器、直流侧整流电路，以及控制器，其中所述三相不控整流桥的A相输入端、B相输入端和C相输入端连接三相交流电、正直流母线P和负直流母线N之间连接所述充放电控制支路；所述充放电控制支路包括依次串联的第一开关SW1、第二开关SW2、第四开关SW4，第一开关SW1和第二开关SW2之间为P-连接点，第二开关SW2和第四开关SW4之间为N+连接点；所述扇区选择开关组包括A相开关(SWA1、SWA2)、B相开关(SWB1、SWB2)、C相开关(SWC1、SWC2)，所述A相开关串接A相输入端与中线O之间，所述B相开关串接B相输入端与中线O之间，所述C相开关串接C相输入端与中线O之间；所述中线O与P-连接点之间连接第一二极管D1，所述第一二极管D1的阳极接中线O、阴极接P-连接点；所述中线O与N+连接点之间连接第二二极管D2，所述第二二极管D2的阴极接中线O、阳极接N+连接点；所述隔直电容C1与隔离变压器的原边绕组串联后连接在所述P-连接点和N+连接点之间；所述直流侧整流电路连接隔离变压器的副边绕组，向负载提供直流电能；所述控制器控制充放电控制支路和扇区选择开关组中的开关动作，向隔离变压器原边绕组输出交变电流，隔离变压器副边绕组和直流侧整流电路输出直流电能。

所述A相输入端、B相输入端和C相输入端与三相交流电之间设有三相EM I滤波器。

所述A相开关由A相第一开关SWA1和A相第二开关SWA2采用反向对称的连接方式串联构成，所述B相开关由B相第一开关SWB1和B相第二开关SWB2采用反向对称的连接方式串联构成，所述C相开关由C相第一开关SWC1和C相第二开关SWC2采用反向对称的连接方式串联构成。

所述直流侧整流电路采用全桥整流电路、倍流整流电路、全波整流电路中的一种。

本发明还设计了一种软开关单级式三开关三相ACDC变换器的控制方法，所述变换器采用上述的软开关单级式三开关三相ACDC变换器，所述控制方法包括控制器控制扇区选择开关组动作，将三相交流电一个工频周期划分为6个扇区，以A相电压一个时刻正半周幅值最高时为0、负半周幅值最高时为π、正半周幅值再次最高时为2π，B相滞后A相2π/3，C相滞后B相2π/3；第1扇区为O-π/3，仅B相选通开关导通；第2扇区为π/3-2π/3，仅A相选通开关导通；第3扇区为2π/3-π，仅C相选通开关导通；第4扇区为π-4π/3，仅B相选通开关导通；第5扇区为4π/3-5π/3，仅A相选通开关导通；第6扇区为5π/3-2π，仅C相选通开关导通。

所述第一开关SW1的第一PWM控制信号具有占空比DP，第四开关SW4的第四PWM控制信号具有占空比Dn；

所述第1扇中采用公式1计算第一开关SW1和第四开关SW4的占空比，

D

所述第2扇中采用公式2计算第一开关SW1和第四开关SW4的占空比，

D

所述第3扇中采用公式3计算第一开关SW1和第四开关SW4的占空比，

D

所述第4扇中采用公式4计算第一开关SW1和第四开关SW4的占空比，

D

所述第5扇中采用公式5计算第一开关SW1和第四开关SW4的占空比，

D

所述第6扇中采用公式6计算第一开关SW1和第四开关SW4的占空比，

D

上述公式中ia为A相电流，ib为B相电流，ic为C相电流，Idc为直流侧整流电路的输出电流，k为隔离变压器次变比原边变比。

在第二开关SW2导通时第一开关SW1和第四开关SW4需要关闭。

所述控制器对三相交流电进行采样，经过扇区选择功能模块运算，按所述6个扇区的划分控制扇区选择开关组动作；用第二PWM控制信号控制所述第二开关SW2，比较占空比DP和占空比Dn大小，根据比较结果确定第二PWM控制信号为所述第一PWM控制信号的反向信号、或者为所述第四PWM控制信号的反向信号。

对直流侧整流电路的输出电流Idc、直流侧整流电路的输出电压Vout分别进行采样；设置控制环路优化参数Kin，将电压Vp与控制环路优化参数Kin做乘法运算，生成正极输入采样值；将电压V

所述控制器对三相交流电进行采样，经过扇区选择功能模块运算，按所述6个扇区的划分控制扇区选择开关组动作；用第二PWM控制信号控制所述第二开关SW2，比较电压Vp与电压VN的大小，根据比较结果确定第二PWM控制信号为所述第一PWM控制信号的反向信号、或者为所述第四PWM控制信号的反向信号。

对直流侧整流电路的输出电流Idc、直流侧整流电路的输出电压Vout分别进行采样；设置控制环路优化参数Kin，将电压Vp与控制环路优化参数Kin做乘法运算，生成正极输入采样值；将电压VN反向后与控制环路优化参数Kin做乘法运算，生成负极输入采样值；设置输出电压参考值Vout*，将输出电压参考值Vout*减去输出电压Vout，然后做输出电压环路控制R(S)，再减去输出电流Idc，然后再做输出电流环路控制G(S)，生成占空比误差调整量△d；在第一加法器J1中，将所述正极输入采样值和所述占空比误差调整量△d相加，送第一PWM发生器生成第一PWM控制信号；在第二加法器中J2，将所述负极输入采样值和所述占空比误差调整量△d相加，送第二PWM发生器生成第四PWM控制信号；所述第一PWM控制信号送至第一开关SW1的控制端，同时通过第一非门产生与第一PWM控制信号相反的信号送至选择开关X2的第一输入端；所述第四PWM控制信号送至第四开关SW4的控制端，同时通过第二非门产生与第四PWM控制信号相反的信号送至选择开关X2的第二输入端；将所述电压Vp的绝对值送比较器Q1的同相输入端，将所述电压V

所述控制环路优化参数Kin等于2Vout×n/3Um

本发明提供的技术方案的有益效果是：

本发明仅仅3个高频开关器件单级实现降压类型的整流模式，避免了以往boost整流模式的启动冲击问题，同时解决现有技术中三相双向AC/DC变换器将三相380V交流电压变换为低压直流电压或者低压直流电压变换为三相380V交流电压时必须采用两级结构的问题，并且仅用单级功率变换电路实现了电气隔离；所有的高频开关管能够在很宽的负载范围内实现软开关，从而减小整流器的损耗，提高整体的效率并且材料成本下降；此外还具有网侧电流正弦度好、网侧功率因数高、电能传输高效的优点。

附图说明

下面结合实施例和附图对本发明进行详细说明，其中：

图1是较佳实施例电路图；

图2是交流电扇区划分以及关键支路与节点的电压电流波形对照图；

图3a是模态SW1和SW4导通状态图；

图3b是模态SW1导通状态图；

图3c是模态SW1 SW2 SW4关断状态图1；

图3d是模态SW2导通状态图；

图3e是模态SW4导通状态图；

图3f是模态SW1 SW2 SW4关断导通状态图2；

图4是Dp、Dn和Io、Ip、In波形图；

图5是直流侧整流电路采用倍流整流电路的电路图；

图6是直流侧整流电路采用全波整流电路的电路图；

图7是一个实施例控制原理方框图；

图8是另一个实施例控制原理方框图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明公开了一种软开关单级式三开关三相ACDC变换器，参看图1示出的电路图，其包括三相不控整流桥(6个二极管)、充放电控制支路、扇区选择开关组、隔直电容C1、隔离变压器(Tr2)、直流侧整流电路(4个二极管)，以及控制器，其中所述三相不控整流桥的A相输入端、B相输入端和C相输入端连接三相交流电、正直流母线P和负直流母线N之间连接所述充放电控制支路；所述充放电控制支路包括依次串联的第一开关SW1、第二开关SW2、第四开关SW4，第一开关SW1和第二开关SW2之间为P-连接点，第二开关SW2和第四开关SW4之间为N+连接点；所述扇区选择开关组包括A相开关(SWA1、SWA2)、B相开关(SWB1、SWB2)、C相开关(SWC1、SWC2)，所述A相开关串接A相输入端与中线O之间，所述B相开关串接B相输入端与中线O之间，所述C相开关串接C相输入端与中线O之间；所述中线O与P-连接点之间连接第一二极管D1，所述第一二极管D1的阳极接中线O、阴极接P-连接点；所述中线O与N+连接点之间连接第二二极管D2，所述第二二极管D2的阴极接中线O、阳极接N+连接点；所述隔直电容C1与隔离变压器的原边绕组串联后连接在所述P-连接点和N+连接点之间；所述直流侧整流电路连接隔离变压器的副边绕组，向负载提供直流电能；所述控制器控制充放电控制支路和扇区选择开关组中的开关动作，向隔离变压器原边绕组输出交变电流，隔离变压器副边绕组和直流侧整流电路输出直流电能。

本发明是基于三次谐波注入三相AC/DC整流器，具有宽范围软开关、单级式隔离型变压器、电压变化比例调整和电气隔离功能。输入的三相380V交流电压通过三相不控整流桥以及扇区选择开关组为高频工作结构提供低频周期变化的脉动直流电压，正负母线(P、N)通过充放电控制支路中的三个高频开关(SW1、SW2、SW4)的串联支路构成的多电平提供给隔离变压器高频功率脉冲电压，通过变压器耦合到次边直流侧整流电路传输功率到负载。功率传递过程中，调整三个高频开关(SW1、SW2、SW4)合适占空比，使正母线流向三个高频开关的串联支路的高频周期平均电流与正母线对交流电中线O电压成比例，和使负母线流过四个高频开关的串联支路的高频周期平均电流与负母线对交流电中线O电压成比例，并在适当时机选择扇区选择开关组的通断，从而实现单级式隔离型三相AC/DC变换。

参看图1示出的较佳实施例，所述A相输入端、B相输入端和C相输入端与三相交流电之间设有三相EMI滤波器。

在图1示出的较佳实施例，所述A相开关由A相第一开关SWA1和A相第二开关SWA2采用反向对称的连接方式串联构成，所述B相开关由B相第一开关SWB1和B相第二开关SWB2采用反向对称的连接方式串联构成，所述C相开关由C相第一开关SWC1和C相第二开关SWC2采用反向对称的连接方式串联构成。

所述直流侧整流电路采用全桥整流电路、倍流整流电路、全波整流电路中的一种。图1示出的实施例中，直流侧整流电路采用了4个整流二极管构成的全桥整流电路，全桥整流电路的两个输入端连接隔离变压器副边绕组，全桥整流电路的一个输出端与直流侧滤波电感L1串联而构成一个输出端，该输出端与整流模块的另一个输出端之间连接直流侧滤波电容C2。

图5展示的是直流侧整流电路采用倍流整流电路的电路图，图中有两个共阳极的二极管D11和D12，二极管D11的阴极连接隔离变压器Tr2一端和电感L3一端，二极管D12的阴极连接隔离变压器Tr2另一端和电感L2的一端，二极管D11和D12的阳极连接电容C3的一端，电容C3的两端连接负载。隔离变压器Tr2的副边绕组产生对称的高频正负方波电压。当副边绕组的上端电压为正时，副边电流经过L3、C3和负载、D12再回到副边绕组；当副边绕组的下端电压为正时，副边电流经过L2、C3和负载、D11再回到副边绕组。倍流整流器按照这一过程，将高频交流方波电压整流为直流输出电压。可以实现低电压、大电流的目的。

图6展示的是直流侧整流电路采用全波整流电路的电路图，图中有两个头尾相接的副边绕组S1和S2，S1的头端连接D13的阴极，D13的阳极接地，S2的尾端连接D14的阴极，D14的阳极接地，S1的尾端连接S2的头端、并连接电感L4的一端，L4的另一端与地之间连接电容C4，电容C4的两端连接负载。

本发明还设计了一种软开关单级式三开关三相ACDC变换器的控制方法，所述变换器采用上述的软开关单级式三开关三相ACDC变换器，所述控制方法包括控制器控制扇区选择开关组动作，将三相交流电一个工频周期划分为6个扇区，以A相电压一个时刻正半周幅值最高时为0、负半周幅值最高时为π、正半周幅值再次最高时为2π，B相滞后A相2π/3，C相滞后B相2π/3；第1扇区为0-π/3，仅B相选通开关导通；第2扇区为π/3-2π/3，仅A相选通开关导通；第3扇区为2π/3-π，仅C相选通开关导通；第4扇区为π-4π/3，仅B相选通开关导通；第5扇区为4π/3-5π/3，仅A相选通开关导通；第6扇区为5π/3-2π，仅C相选通开关导通。图1中A相开关包括SWA1+SWA2、B相开关包括SWB1+SWB2、C相开关包括SWC1+SWC2构成三个双向开关，每工频周期各选通两次。

下面以图1示出的实施例结合图2示出的波形对照图阐述整流器的工作原理。分析之前，有如下假设：1)所有开关管与二极管为理想器件；2)所有电感、电容、变压器为理想元件；3)电网的三相对称理想电网；4)直流侧滤波电感L1足够大，可视为理想电流源，idc为直流侧整流输出电流；5)直流侧滤波电容C2足够大，可视为理想电压源，U dc为直流侧整流输出电压。图2给出了本发明中对三相电压的扇区划分示意。定义0角度时刻A相余弦电压Ua为最大值，π角度时刻A相正弦电压Ua为最小值。B相电压滞后A相电压2π/3，C相电压滞后B相电压4π/3。设定O-π/3为扇区1，后面以此类推。扇区选择开关组，只在扇区切换时发生动作，各个扇区切换时开关管的开关状态如

表1所示，其中1代表开通，0代表关断。

表1

当扇区选择开关组动作时，正直流母线P与中线0之间的电压U po，以及中线0与负直流母线N的电压U on也在低频脉动周期变化，以第1扇区为例，此时电压U po为A相电压与B相电压之差U AB，电压U on为B相电压与C相电压之差U BC。因此，电压U po以及电压U on变换周期为三倍工频周期。低频扇区除了拆分了三相电压外，也拆分了三相电流，正直流母线P电流ip，负直流母线N电流in，以及其电流差(中线0电流io)也按照图2中所示的低频脉动变化时可以实现变换器交流电流正弦以及单位功率因数。

下面以第1扇区为例来计算模态的导通时间，如图4所示，假设D p为正母线上的斩波电流宽度，Dn为负母线上的斩波电流宽度，两者之差为注入中线0上的斩波电流宽度，由于直流侧整流电路的直流侧滤波电感(L1)可以视为恒定直流源，正直流母线P电流ip可以视作对直流侧整流输出电流idc的斩波电流，类似负直流母线N电流in可以视作对直流侧整流输出电流idc的斩波电流。

在第1扇区中，正直流母线P电流ip为A相工频电流，直流母线N电流in为C相工频电流，中线0电流io为B相工频电流，根据平均值等效原理，任意开关周期的平均电流ip可以表示为：

i

|i

当任意时刻的电流ip以及in的周期平均值与交流侧电流瞬时值相等时，即实现交流电流正弦度与单位功率因数控制，因此，在第1扇区中两个电流控制宽度的表达式为：

D

其他五个扇区可以按照此方法类推。

在较佳实施例中，所述第一开关SW1的第一PWM控制信号具有占空比DP，第四开关SW4的第四PWM控制信号具有占空比Dn；

所述第1扇中采用公式1计算第一开关SW1和第四开关SW4的占空比，

D

所述第2扇中采用公式2计算第一开关SW1和第四开关SW4的占空比，

D

所述第3扇中采用公式3计算第一开关SW1和第四开关SW4的占空比，

D

所述第4扇中采用公式4计算第一开关SW1和第四开关SW4的占空比，

D

所述第5扇中采用公式5计算第一开关SW1和第四开关SW4的占空比，

D

所述第6扇中采用公式6计算第一开关SW1和第四开关SW4的占空比，

D

上述公式中ia为A相电流，ib为B相电流，ic为C相电流，Idc为直流侧整流电路的输出电流，k为隔离变压器次变比原边变比。

在第二开关SW2导通时第一开关SW1和第四开关SW4需要关闭。驱动第一开关SW1、第二开关SW2、第四开关SW4为PWM控制信号，第一开关SW1与第二开关SW2的PWM控制信号之间设有死区间隔，第二开关SW2与第四开关SW4的PWM控制信号之间设有死区间隔。在宽负载范围内实现零电压开通，对隔直电容C1进行充电放电，向隔离变压器原边绕组输出交变电流。

参看图7或图8示出的实施例，所述控制器对三相交流电进行采样，经过扇区选择功能模块运算，按所述6个扇区的划分控制扇区选择开关组动作。

参看图7示出的实施例，用第二PWM控制信号控制所述第二开关SW2，，比较占空比DP和占空比Dn大小，根据比较结果确定第二PWM控制信号为所述第一PWM控制信号的反向信号、或者为所述第四PWM控制信号的反向信号。

对直流侧整流电路的输出电流Idc、直流侧整流电路的输出电压Vout分别进行采样；设置控制环路优化参数Kin，将电压Vp与控制环路优化参数Kin做乘法运算，生成正极输入采样值；将电压V

当占空比DP大于占空比DN时，一个开关周期各个状态的循环如下所述：

图3a示出的是SW1和SW4导通状态图。SW1和SW4导通，SW2关断。此过程原边电流从正直流母线P流出通过SW1、隔直电容、隔离变压器、SW4后到负直流母线N。

图3b示出的是SW1导通状态图。SW1导通，SW2和SW4关断。变压器原边电流从Sw4的沟道切换至Sw4寄生结电容和其他分布电容的充放电。当充放电完毕时，此时节点P-与节点O间二极管正向导通，原边电流从正直流母线P流出通过SW1、隔直电容、隔离变压器、节点N+与节点O间二极管后到三相选通的公共节点O。

图3c示出的是节点N+与节点O间二极管导通状态图。SW1、SW2和SW4关断。变压器原边电流从Sw1的沟道切换至Sw1寄生结电容和其他分布电容的充放电。当充放电完毕时，此时P-连接点与节点O间二极管导通，该过程结束，此过程后可实现下一模态的SW2的软开通。此模态为开关器件的暂态过程。

图3d示出的是W2导通状态图。Sw1和Sw4关断，Sw2导通。原边电流回路为隔直电容、SW2、变压器。

图3f示出的是SW1、SW2、SW4全断开状态图(实现SW1和ZV4 ZVS的暂态过程)。变压器原边电流从Sw2的沟道切换至Sw1、Sw2和SW4的寄生结电容和其他分布电容的充放电。当充放电完毕时，即P-和N+节点电位分别达到节点P和N时，该过程过程结束，可实现SW1和SW4的零电压开通。此模态为开关器件的暂态过程。

当占空比DP小于等于占空比DN时，一个开关周期各个状态的循环如下所述：

图3a示出的是SW1和SW4导通状态图。SW1和SW4导通，SW2关断。此过程原边电流从正直流母线P流出通过SW1、隔直电容、隔离变压器、SW4后到负直流母线N。

图3e示出的是SW4导通状态图。SW4导通，SW1和SW2关断。变压器原边电流从Sw1的沟道切换至Sw1寄生结电容和其他分布电容的充放电。当充放电完毕时，此时节点P-与节点O间二极管正向导通，原边电流从三相选通的公共节点O流经节点O与节点P-间二极管、通过隔直电容、隔离变压器、节点N+、SW4后到N。

图3c示出的是节点P-与节点O间二极管导通状态图。SW1、SW2和SW4关断。变压器原边电流从Sw4的沟道切换至Sw4寄生结电容和其他分布电容的充放电。当充放电完毕时，此时N+连接点与节点O间二极管导通，该过程结束，此过程后可实现下一模态的SW2的软开通。此模态为开关器件的暂态过程。

图3d示出的是W2导通状态图。Sw1和Sw4关断，Sw2导通。原边电流回路为隔直电容、SW2、变压器。

图3f示出的是SW1、SW2、SW4全断开状态图(实现SW1和ZV4 ZVS的暂态过程)。变压器原边电流从Sw2的沟道切换至Sw1、Sw2和SW4的寄生结电容和其他分布电容的充放电。当充放电完毕时，即P-和N-节点电位分别达到节点P和N时，该过程过程结束，可实现SW1和SW4的零电压开通。此模态为开关器件的暂态过程。

参看图8示出的实施例，用第二PWM控制信号控制所述第二开关SW2，比较电压Vp与电压VN的大小，根据比较结果确定第二PWM控制信号为所述第一PWM控制信号的反向信号、或者为所述第四PWM控制信号的反向信号。

对直流侧整流电路的输出电流Idc、直流侧整流电路的输出电压Vout分别进行采样；设置控制环路优化参数Kin，将电压Vp与控制环路优化参数Kin做乘法运算，生成正极输入采样值；将电压VN反向后与控制环路优化参数Kin做乘法运算，生成负极输入采样值；设置输出电压参考值Vout*，将输出电压参考值Vout*减去输出电压Vout，然后做输出电压环路控制R(S)，再减去输出电流Idc，然后再做输出电流环路控制G(S)，生成占空比误差调整量△d；在第一加法器J1中，将所述正极输入采样值和所述占空比误差调整量△d相加，送第一PWM发生器生成第一PWM控制信号；在第二加法器中J2，将所述负极输入采样值和所述占空比误差调整量△d相加，送第二PWM发生器生成第四PWM控制信号；所述第一PWM控制信号送至第一开关SW1的控制端，同时通过第一非门产生与第一PWM控制信号相反的信号送至选择开关X2的第一输入端；所述第四PWM控制信号送至第四开关SW4的控制端，同时通过第二非门产生与第四PWM控制信号相反的信号送至选择开关X2的第二输入端；将所述电压Vp的绝对值送比较器Q1的同相输入端，将所述电压V

在较佳实施例中，所述控制环路优化参数Kin等于2Vout×n/3Um

本技术领域除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。