信号输出电路、发送电路以及集成电路

本申请是申请号为201910091018.X，申请日为2019年01月30日，发明名称为“信号输出电路、发送电路以及集成电路”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及信号输出电路、发送电路以及集成电路。

背景技术

已知有具有驱动器电路和偏置电路的发送电路(参照专利文献1)。驱动器电路具有用于调整输出阻抗的第一晶体管、和与第一晶体管连接，切换用于差动输出的输出极性的切换电路。偏置电路具有包含与第一晶体管对应的第二晶体管的第一复制电路，生成第一晶体管的电流以及电压特性与输出阻抗对应那样的栅极电压，并将栅极电压供给至第一晶体管的栅极。

另外，已知有以使电流流过连接在传输线路对之间的终端电阻的方式驱动传输线路对的差动驱动器电路(参照专利文献2)。驱动器主体具有电源侧的第一电流源晶体管、接地侧的第二电流源晶体管、以及连接在各个第一电流源晶体管与第二电流源晶体管之间并用于控制经由传输线路对流过终端电阻的电流的多个输出开关晶体管。复制电路具备具有比终端电阻的电阻值大的电阻值的复制终端电阻、和具有比各个多个输出开关晶体管各自的导通电阻值大的导通电阻值，并且连接在第一电流源晶体管与第二电流源晶体管之间并通过使电流流过复制终端电阻来生成正侧虚拟电位和负侧虚拟电位的多个复制晶体管。反馈电路以传输线路对的正侧电位和负侧电位分别成为规定的电位的方式，根据正侧虚拟电位来控制第一电流源晶体管，并且根据负侧虚拟电位来控制第二电流源晶体管。

另外，已知有具有第一对层叠金属氧化物半导体场效应晶体管(MOS)器件和第二对层叠MOS器件的输出驱动器(参照专利文献3)。第一对层叠MOS器件耦合在电力端子与第一差动输出端子之间。第二对层叠MOS器件耦合在第二差动输出端子与接地端子之间。

另外，已知有通过使电流流过连接在传输线路对之间的终端电阻来驱动传输线路对的电流驱动器(参照专利文献4)。输出电路被供给正负的控制信号并向传输线路对输出差动信号。第一电流源电路连接在第一电源与输出电路之间。第二电流源电路连接在输出电路与第二电源之间。电流源控制电路参照成为差动信号的中间电压的共模电压来控制第一电流源电路与第二电流源电路双方。

专利文献1：国际公开第2016/035192号

专利文献2：国际公开第2012/117456号

专利文献3：日本特表2016－502307号公报

专利文献4：日本特开2009－038546号公报

驱动器电路能够输出多个信号电平。但是，这些多个信号电平容易变动。

发明内容

在一个侧面，本发明的目的在于提供能够调整多个信号电平的信号输出电路、发送电路以及集成电路。

信号输出电路具有：驱动器电路，其具有可变电流源并输出多值信号；复制电路，其具有与上述驱动器电路等效的电路构成；以及控制电路，其基于上述复制电路的输出来控制上述驱动器电路的特性，上述复制电路包含：第一复制电路部，其输出具有与上述多值信号对应的多个信号电平中的第一子集的信号电平的第一输出信号；以及第二复制电路部，其输出具有上述多个信号电平中的第二子集的信号电平的第二输出信号，上述控制电路基于上述第一输出信号以及上述第二输出信号来控制上述可变电流源的特性。

另外，信号输出电路具有：驱动器电路，其具有可变电流源，并输出多值信号；第一检测电路，其检测从上述驱动器电路输出的上述多值信号所对应的多个信号电平中的第一子集的信号电平；第二检测电路，其检测从上述驱动器电路输出的上述多值信号所对应的多个信号电平中的第二子集的信号电平；以及控制电路，其基于上述第一子集的信号电平以及上述第二子集的信号电平，控制上述驱动器电路的特性，上述控制电路基于上述第一子集的信号电平以及上述第二子集的信号电平，控制上述可变电流源的特性。

在一个侧面，能够调整与多值信号对应的多个信号电平。

附图说明

图1是表示第一实施方式所涉及的集成电路的构成例的图。

图2的(A)是表示信号输出电路输出的四值信号的例子的电压波形图，图2的(B)是表示使相对于时间的四值信号的各种迁移图案重叠的电压波形的例子的图。

图3的(A)以及(B)是表示信号输出电路的构成例的图。

图4的(A)以及(B)是表示信号输出电路的构成例的图。

图5的(A)是表示通过控制电阻的值来调整信号电平的信号输出电路的图，图5的(B)是表示电阻的代码调整量与RLM的关系的例子的图表。

图6的(A)是表示第一实施方式所涉及的驱动器电路的构成例的图，图6的(B)是表示可变电流源的电流与RLM的关系的例子的图表。

图7是表示第一实施方式所涉及的信号输出电路的构成例的图。

图8是表示第一实施方式所涉及的集成电路的控制方法的流程图。

图9是表示第二实施方式所涉及的信号输出电路的一部分的构成例的图。

图10是表示第三实施方式所涉及的信号输出电路的一部分的构成例的图。

图11是表示第四实施方式所涉及的比较电路的构成例的图。

图12是表示第五实施方式所涉及的信号输出电路的一部分的构成例的图。

图13是表示第六实施方式所涉及的信号输出电路的构成例的图。

图14是表示电压保持电路的构成例的图。

图15是表示第六实施方式所涉及的集成电路的控制方法的流程图。

图16是表示第七实施方式所涉及的信号输出电路的构成例的图。

图17是表示第七实施方式所涉及的集成电路的控制方法的流程图。

图18是表示第八实施方式所涉及的信号输出电路的构成例的图。

图19是表示第八实施方式所涉及的集成电路的控制方法的流程图。

具体实施方式

(第一实施方式)

图1是表示第一实施方式所涉及的集成电路100以及130的构成例的图。集成电路100以及130相互通过传输线路161以及162连接。集成电路100具有中央处理单元(CPU)101、发送电路102、接收电路103、以及锁相环(PLL)电路104。中央处理单元101是内部电路，生成内部数据，并将并行的内部数据输出给发送电路102。

发送电路102具有复用器111和信号输出电路112。复用器111输入由中央处理单元101生成的第一位数的并行数据，并将第一位数的并行数据与比第一位数少的第二位数的并行数据复用。例如，复用器111与由锁相环电路104生成的时钟信号同步地，将十六位的并行数据复用为两位的并行数据，并将两位的并行数据输出给信号输出电路112。信号输出电路112经由传输线路161将与两位的并行数据对应的四值信号发送给集成电路130。此外，信号输出电路112能够输入两位以上的并行数据，并输出多值信号。多值信号是三值以上的信号。

接收电路103具有判决反馈均衡器(DFE：Decision Feedback Equalizer)121、和解复用器122。DFE121经由传输线路162从集成电路130接收四值信号(多值信号)，并对该接收的四值信号进行均衡以及四值判定，输出两位的并行数据。解复用器122与由锁相环电路104生成的时钟信号同步地，将DFE121输出的两位的并行数据例如解复用为十六位的并行数据，并将例如十六位的并行数据输出给中央处理单元101。中央处理单元101例如进行十六位的并行数据的处理。

集成电路130与集成电路100相同，具有中央处理单元131、发送电路132、接收电路133、以及锁相环电路134。发送电路132与上述的发送电路102相同，具有复用器141、和信号输出电路142，经由传输线路162，向集成电路100发送四值信号。接收电路133与上述的接收电路103相同，具有DFE151、和解复用器152，经由传输线路161，从集成电路100接收四值信号。集成电路130的处理与上述的集成电路100的处理相同。

图2的(A)是表示图1的信号输出电路112输出的四值信号的例子的电压波形图。以下，以信号输出电路112为例进行说明，但信号输出电路142也与信号输出电路112相同。信号输出电路112输入两位并行数据，并输出四值信号。在期间T1，信号输出电路112输出与两位并行数据“00”对应的信号电平V(－1)。在期间T2，信号输出电路112输出与两位并行数据“01”对应的信号电平V(－1/3)。在期间T3，信号输出电路112输出与两位并行数据“10”对应的信号电平V(+1/3)。在期间T4，信号输出电路112输出与两位并行数据“11”对应的信号电平V(+1)。

图2的(B)是表示使相对于时间的四值信号的各种迁移图案重叠的电压波形的例子的图。四值信号根据过去的信号电平，而电压波形变化。眼图201是形成在信号电平V(－1)以及V(－1/3)之间的眼图。眼图202是形成在信号电平V(－1/3)以及V(+1/3)之间的眼图。眼图203是形成在信号电平V(+1/3)以及V(+1)之间的眼图。

理想而言，信号电平V(－1)、V(－1/3)、V(+1/3)以及V(+1)相互为等间隔的电压值。信号电平V(+1)以及V(+1/3)之差、信号电平V(+1/3)以及V(－1/3)之差、及信号电平V(－1/3)以及V(－1)之差分别为信号电平V(+1)以及V(－1)之差的1/3，而相互相同。

接下来，对RLM(Level Separation Mismatch Ratio：电平分离失配比)进行说明。以下式表示RLM。

Vmid＝{V(－1)+V(+1)}/2

ES1＝{V(－1/3)－Vmid}/{V(－1)－Vmid}

ES2＝{V(+1/3)－Vmid}/{V(+1)－Vmid}

RLM＝min{(3·ES1)，(3·ES2)，(2－3·ES1)，(2－3·ES2)}

RLM是(3·ES1)的值、(3·ES2)的值、(2－3·ES1)的值、(2－3·ES2)的值中的最小值。RLM表示三个眼图201～203的平衡的良好程度。在三个眼图201～203的振幅全部相同的情况下，RLM为1。信号输出电路112例如需要0.95以上的RLM。通过使RLM提高，发送的四值信号的质量提高，接收电路133能够减少四值信号的再生错误。为了使RLM提高，信号输出电路112将信号电平V(－1)、V(－1/3)、V(+1/3)以及V(+1)调整为相互成为等间隔的电压值。

图3的(A)、(B)以及图4的(A)、(B)是表示信号输出电路112的构成例的图。信号输出电路112具有驱动器电路300，并与图1的DFE151连接。DFE151具有50Ω的电阻331、和50Ω的电阻332。电阻331以及332串联连接在节点N1与节点N2之间。

驱动器电路300具有150Ω的电阻301～304、75Ω的电阻305～308、p沟道场效应晶体管(开关)311～314、以及n沟道场效应晶体管(开关)321～324。

p沟道场效应晶体管311以及电阻301串联连接在电源电位节点与节点N1之间。p沟道场效应晶体管312以及电阻305串联连接在电源电位节点与节点N1之间。电阻302以及n沟道场效应晶体管321串联连接在节点N1与基准电位节点(接地电位节点)之间。电阻306以及n沟道场效应晶体管322串联连接在节点N1与基准电位节点之间。

p沟道场效应晶体管313以及电阻303串联连接在电源电位节点与节点N2之间。p沟道场效应晶体管314以及电阻307串联连接在电源电位节点与节点N2之间。电阻304以及n沟道场效应晶体管323串联连接在节点N2与基准电位节点之间。电阻308以及n沟道场效应晶体管324串联连接在节点N2与基准电位节点之间。

图3的(A)是表示从节点N1输出信号电平V(+1)的信号输出电路112的图。信号输出电路112若输入两位并行数据“11”，则从节点N1输出信号电平V(+1)，并从节点N2输出信号电平V(－1)。若输入两位并行数据“11”，则p沟道场效应晶体管311以及312导通，n沟道场效应晶体管321以及322截止，p沟道场效应晶体管313以及314截止，n沟道场效应晶体管323以及324导通。并联连接的150Ω的电阻与75Ω的电阻的合成电阻为50Ω。节点N1成为信号电平V(+1)。节点N2成为信号电平V(－1)。

图3的(B)是表示从节点N1输出信号电平V(+1/3)的信号输出电路112的图。信号输出电路112若输入两位并行数据“10”，则从节点N1输出信号电平V(+1/3)，并从节点N2输出信号电平V(－1/3)。若输入两位并行数据“10”，则p沟道场效应晶体管312以及313导通，n沟道场效应晶体管321以及324导通，p沟道场效应晶体管311以及314截止，n沟道场效应晶体管322以及323截止。节点N1成为信号电平V(+1/3)。节点N2成为信号电平V(－1/3)。

图4的(A)是表示从节点N1输出信号电平V(－1/3)的信号输出电路112的图。信号输出电路112若输入两位并行数据“01”，则从节点N1输出信号电平V(－1/3)，并从节点N2输出信号电平V(+1/3)。若输入两位并行数据“01”，则p沟道场效应晶体管311以及314导通，n沟道场效应晶体管322以及323导通，p沟道场效应晶体管312以及313截止，n沟道场效应晶体管321以及324截止。节点N1成为信号电平V(－1/3)。节点N2成为信号电平V(+1/3)。

图4的(B)是表示从节点N1输出信号电平V(－1)的信号输出电路112的图。信号输出电路112若输入两位并行数据“00”，则从节点N1输出信号电平V(－1)，并从节点N2输出信号电平V(+1)。若输入两位并行数据“00”，则p沟道场效应晶体管313以及314导通，n沟道场效应晶体管321以及322导通，p沟道场效应晶体管311以及312截止，n沟道场效应晶体管323以及324截止。并联连接的150Ω的电阻与75Ω的电阻的合成电阻为50Ω。节点N1成为信号电平V(－1)。节点N2成为信号电平V(+1)。

这里，信号电平V(－1)、V(－1/3)、V(+1/3)以及V(+1)由于电阻301～308的偏差、以及场效应晶体管311～314、321～324的非线性特性等原因而变动，而RLM降低。

图5的(A)是表示通过控制电阻301～308的值调整信号电平V(－1)、V(－1/3)、V(+1/3)以及V(+1)的信号输出电路112的图。电阻301～308是可变电阻。信号输出电路112通过控制电阻301～308的值，能够调整信号电平V(－1)、V(－1/3)、V(+1/3)以及V(+1)。

图5的(B)是表示75Ω的电阻305～308的代码调整量与RLM的关系的例子的图表。信号输出电路112能够通过利用代码调整量控制75Ω的电阻305～308的值，来调整RLM。

但是，在细化电阻301～308的值的可变分辨率的情况下，电阻301～308各自的内部的能够切换的电阻的数目增加，而电阻301～308各自的面积增加。在面积有限的情况下，难以使RLM例如在0.95以上。

图6的(A)是表示第一实施方式所涉及的驱动器电路300a的构成例的图。信号输出电路112具有驱动器电路300a。驱动器电路300a是对图3的(A)的驱动器电路300追加了可变电流源341～344后的电路。可变电流源341连接在电源电位节点与节点N1之间。可变电流源342连接在节点N1与基准电位节点之间。可变电流源343连接在电源电位节点与节点N2之间。可变电流源344连接在节点N2与基准电位节点之间。可变电流源341～344分别能够通过控制构成电流镜的晶体管数，来使电流变化。因此，可变电流源341～344能够容易地调整RLM的调整范围以及分辨率，与图5的(A)的可变电阻相比，能够抑制面积的增加。

在图3的(A)以及图3的(B)的控制状态下，信号输出电路112能够通过控制可变电流源341以及344，控制在电阻331以及332流过的电流，控制电阻331以及332的电压下降量。由此，信号输出电路112能够控制信号电平V(+1)以及V(+1/3)，调整RLM。

在图4的(A)以及图4的(B)的控制状态下，信号输出电路112能够通过控制可变电流源342以及343，来控制在电阻331以及332流过的电流，控制电阻331以及332的电压下降量。由此，信号输出电路112能够控制信号电平V(－1/3)以及V(－1)，调整RLM。

图6的(B)是表示可变电流源341的电流与RLM的关系的例子的图表。信号输出电路112能够通过控制可变电流源341～344，来调整RLM。

图7是表示第一实施方式所涉及的信号输出电路112的构成例的图。信号输出电路112具有驱动器电路300a、控制电路701、复制电路702、比较电路703、以及控制电路704。控制电路701基于从图1的复用器111输入的两位并行数据D1以及D2，如图3的(A)、(B)以及图4的(A)、(B)所示，控制场效应晶体管311～314以及321～324。驱动器电路300a具有图6的(A)所示的驱动器电路300a的构成，从节点N1以及N2输出与四值信号对应的信号电平V(－1)，V(－1/3)，V(+1/3)或者V(+1)。

复制电路702具有第一复制电路部705和第二复制电路部706，具有与驱动器电路300a等效的电路构成。第一复制电路部705具有可变电流源707。第二复制电路部706具有可变电流源708。可变电流源707以及708与图6的(A)的驱动器电路300a的可变电流源341～344对应。

第一复制电路部705生成与四值信号对应的四个信号电平V(－1)、V(－1/3)、V(+1/3)以及V(+1)中的第一子集的信号电平。例如，第一复制电路部705生成第一子集信号电平V(－1/3)以及V(+1/3)。

第二复制电路部706输出与四值信号对应的四个的信号电平V(－1)、V(－1/3)、V(+1/3)以及V(+1)中的第二子集的信号电平。例如，第二复制电路部706生成第二子集信号电平V(－1)以及V(+1)。

比较电路703对信号电平V1和信号电平V2进行比较，并输出其比较结果信号Vc。信号电平V1是基于由第一复制电路部705生成的信号电平V(－1/3)以及V(+1/3)的第一比较对象电平，例如以下式表示。

V1＝V(+1/3)－V(－1/3)

信号电平V2是基于由第二复制电路部706生成的信号电平V(－1)以及V(+1)的第二比较对象电平，例如以下式表示。

V2＝(V(+1)－V(－1))×1/3

控制电路704基于比较结果信号Vc，通过调整代码C1控制可变电流源707以及708的电流，以使信号电平V1接近信号电平V2。若信号电平V1与信号电平V2相同，则控制电路704固定调整代码C1，并将与调整代码C1对应的调整代码C2输出到驱动器电路300a。控制电路704通过调整代码C2，控制图6的(A)的驱动器电路300a内的可变电流源341～344的电流(特性)。驱动器电路300a内的可变电流源341～344根据调整代码C2控制电流。由此，驱动器电路300a输出的四值信号的RLM被调整到0.95以上。此外，利用后面的实施方式说明复制电路702以及比较电路703的详细。

图8是表示集成电路100的控制方法的流程图。在步骤S801中，集成电路100进行测试模式的准备处理。集成电路100启动复制电路702。控制电路704将调整代码C1复位到初始值，并将初始值的调整代码C1输出给可变电流源707以及708。例如，调整代码C1的初始值是最小值。可变电流源707以及708使基于调整代码C1的电流流动。

接下来，在步骤S802中，控制电路704对调整代码C1加1，并将加算后的调整代码C1输出给可变电流源707以及708。可变电流源707以及708使基于调整代码C1的电流流动。

接下来，在步骤S803中，控制电路704基于比较电路703的比较结果信号Vc，判定信号电平V1与信号电平V2是否相同。控制电路704在信号电平V1与信号电平V2不相同的情况下，返回到步骤S802，反复上述的处理。随着调整代码C1增加，信号电平V1逐渐接近信号电平V2。控制电路704在判定为信号电平V1与信号电平V2相同的情况下，进入步骤S804。

在步骤S804中，控制电路704决定与当前的调整代码C1对应的调整代码C2，将调整代码C2输出给驱动器电路300a内的可变电流源341～344，并结束测试模式的处理。其后，集成电路100进行通常模式的处理。驱动器电路300a内的可变电流源341～344分别使基于调整代码C2的电流流动。驱动器电路300a能够输出与复制电路702生成的信号电平V(－1)、V(－1/3)、V(+1/3)以及V(+1)相同的信号电平V(－1)、V(－1/3)、V(+1/3)以及V(+1)。

驱动器电路300a能够基于调整代码C2，输出相互等间隔的信号电平V(－1)、V(－1/3)、V(+1/3)以及V(+1)。由此，驱动器电路300a输出的四值信号的RLM提高。通过使RLM提高，四值信号的质量提高，接收电路133能够减少四值信号的再生错误。

(第二实施方式)

图9是表示第二实施方式所涉及的第一复制电路部705、第二复制电路部706、比较电路703a、703b、以及控制电路704的构成例的图。比较电路703a、703b与图7的比较电路703对应。以下，对第二实施方式与第一实施方式不同的点进行说明。

第一复制电路部705具有电阻905a、902a、903a、908a、951～954、p沟道场效应晶体管(开关)912a、913a、n沟道场效应晶体管(开关)921a、924a、以及可变电流源941a～944a。

可变电流源941a与图6的(A)的驱动器电路300a的可变电流源341对应，连接在电源电位节点与节点N1a之间。可变电流源942a与图6的(A)的驱动器电路300a的可变电流源342对应，连接在节点N1a与基准电位节点之间。

p沟道场效应晶体管912a以及电阻905a串联连接在电源电位节点与节点N1a之间。p沟道场效应晶体管912a与图6的(A)的驱动器电路300a的p沟道场效应晶体管312对应。75Ω的电阻905a与图6的(A)的驱动器电路300a的75Ω的电阻305对应。

电阻902a以及n沟道场效应晶体管921a串联连接在节点N1a与基准电位节点之间。150Ω的电阻902a与图6的(A)的驱动器电路300a的150Ω的电阻302对应。n沟道场效应晶体管921a与图6的(A)的驱动器电路300a的n沟道场效应晶体管321对应。

可变电流源943a与图6的(A)的驱动器电路300a的可变电流源343对应，连接在电源电位节点与节点N2a之间。可变电流源944a与图6的(A)的驱动器电路300a的可变电流源344对应，连接在节点N2a与基准电位节点之间。

p沟道场效应晶体管913a以及电阻903a串联连接在电源电位节点与节点N2a之间。p沟道场效应晶体管913a与图6的(A)的驱动器电路300a的p沟道场效应晶体管313对应。150Ω的电阻903a与图6的(A)的驱动器电路300a的150Ω的电阻303对应。

电阻908a以及n沟道场效应晶体管924a串联连接在节点N2a与基准电位节点之间。75Ω的电阻908a与图6的(A)的驱动器电路300a的75Ω的电阻308对应。n沟道场效应晶体管924a与图6的(A)的驱动器电路300a的n沟道场效应晶体管324对应。

电阻951以及电阻952串联连接在节点N1a与节点N5之间。节点N5为公共电压节点。电阻951为(50×2/3)Ω。电阻952为(50×1/3)Ω。串联连接的电阻951以及952的合成电阻为50Ω。电阻951以及952与图6的(A)的电阻331对应。

电阻953以及电阻954串联连接在节点N5与节点N2a之间。电阻953为(50×1/3)Ω。电阻954为(50×2/3)Ω。串联连接的电阻953以及954的合成电阻为50Ω。电阻953以及954与图6的(A)的电阻332对应。

第一复制电路部705与图3的(B)相同，从节点N1a输出信号电平V(+1/3)，并从节点N2a输出信号电平V(－1/3)。

第二复制电路部706具有电阻901b、905b、904b、908b、961～964、p沟道场效应晶体管(开关)911b、912b、n沟道场效应晶体管(开关)923b、924b、以及可变电流源941b～944b。

可变电流源941b与图6的(A)的驱动器电路300a的可变电流源341对应，连接在电源电位节点与节点N1b之间。可变电流源942b与图6的(A)的驱动器电路300a的可变电流源342对应，连接在节点N1b与基准电位节点之间。

p沟道场效应晶体管911b以及电阻901b串联连接在电源电位节点与节点N1b之间。p沟道场效应晶体管911b与图6的(A)的驱动器电路300a的p沟道场效应晶体管311对应。150Ω的电阻901b与图6的(A)的驱动器电路300a的150Ω的电阻301对应。

p沟道场效应晶体管912b以及电阻905b串联连接在电源电位节点与节点N1b之间。p沟道场效应晶体管912b与图6的(A)的驱动器电路300a的p沟道场效应晶体管312对应。75Ω的电阻905b与图6的(A)的驱动器电路300a的75Ω的电阻305对应。

可变电流源943b与图6的(A)的驱动器电路300a的可变电流源343对应，连接在电源电位节点与节点N2b之间。可变电流源944b与图6的(A)的驱动器电路300a的可变电流源344对应，连接在节点N2b与基准电位节点之间。

电阻904b以及n沟道场效应晶体管923b串联连接在节点N2b与基准电位节点之间。150Ω的电阻904b与图6的(A)的驱动器电路300a的150Ω的电阻304对应。n沟道场效应晶体管923b与图6的(A)的驱动器电路300a的n沟道场效应晶体管323对应。

电阻908b以及n沟道场效应晶体管924b串联连接在节点N2b与基准电位节点之间。75Ω的电阻908b与图6的(A)的驱动器电路300a的75Ω的电阻308对应。n沟道场效应晶体管924b与图6的(A)的驱动器电路300a的n沟道场效应晶体管324对应。

电阻961为(50×2/3)Ω，连接在节点N1b与节点N3之间。电阻962为(50×1/3)Ω，连接在节点N3与节点N6之间。节点N6为公共电压节点。串联连接的电阻961以及962的合成电阻为50Ω。电阻961以及962与图6的(A)的电阻331对应。

电阻963为(50×1/3)Ω，连接在节点N6与节点N4之间。电阻964为(50×2/3)Ω，连接在节点N4与节点N2b之间。串联连接的电阻963以及964的合成电阻为50Ω。电阻963以及964与图6的(A)的电阻332对应。电阻961～964的合成电阻的值与电阻951～954的合成电阻的值相同。

在第二复制电路部706中，与图3的(A)相同，节点N1b为信号电平V(+1)，节点N2b为信号电平V(－1)。节点N4与节点N2b之间的电压成为节点N1b的信号电平V(+1)与节点N2b的信号电平V(－1)之差的1/3的电压。因此，节点N4输出对节点N2b的信号电平V(－1)加上节点N1b的信号电平V(+1)与节点N2b的信号电平V(－1)之差的1/3后的信号电平。节点N4的信号电平与信号电平V(－1/3)对应。

比较电路703b对第一复制电路部705的节点N2a输出的信号电平V(－1/3)与第二复制电路部706的节点N4输出的信号电平V(－1/3)进行比较，并将比较结果信号输出给控制电路704。

节点N1b与节点N3之间的电压为节点N1b的信号电平V(+1)与节点N2b的信号电平V(－1)之差的1/3的电压。因此，节点N3输出对节点N1b的信号电平V(+1)减去节点N1b的信号电平V(+1)与节点N2b的信号电平V(－1)之差的1/3后的信号电平。节点N3的信号电平与信号电平V(+1/3)对应。

比较电路703a对第一复制电路部705的节点N1a输出的信号电平V(+1/3)、和第二复制电路部706的节点N3输出的信号电平V(+1/3)进行比较，并将比较结果信号输出给控制电路704。

控制电路704基于比较电路703a以及703b的比较结果信号，通过调整代码C1，控制可变电流源941a～944a以及941b～944b的电流，以使节点N2a的信号电平V(－1/3)接近节点N4的信号电平V(－1/3)，并使节点N1a的信号电平V(+1/3)接近节点N3的信号电平V(+1/3)。

控制电路704在比较电路703a以及703b双方的比较结果信号表示一致的情况下，固定调整代码C1，并将与调整代码C1对应的调整代码C2输出给驱动器电路300a。控制电路704通过调整代码C2，控制图6的(A)的驱动器电路300a内的可变电流源341～344的电流。由此，驱动器电路300a输出的四值信号的RLM被调整到0.95以上。

(第三实施方式)

图10是表示第三实施方式所涉及的第一复制电路部705、第二复制电路部706、比较电路1001以及控制电路704的构成例的图。比较电路1001与图7的比较电路703对应。图10相对于图9，代替比较电路703a以及703b，而设置比较电路1001。以下，对第三实施方式与第二实施方式不同的点进行说明。

比较电路1001对第一复制电路部705的节点N1a的信号电平V(+1/3)与节点N2a的信号电平V(－1/3)之差、和第二复制电路部706的节点N3的信号电平V(+1/3)与节点N4的信号电平V(－1/3)之差进行比较，并将比较结果信号输出给控制电路704。这里，第二复制电路部706的节点N3的信号电平V(+1/3)与节点N4的信号电平V(－1/3)之间的电平差为节点N1b的信号电平V(+1)与节点N2b的信号电平V(－1)之间的电平差的1/3的电压。

控制电路704基于比较电路1001的比较结果信号，通过调整代码C1，控制可变电流源941a～944a以及941b～944b的电流，以使节点N1a的信号电平V(+1/3)与节点N2a的信号电平V(－1/3)之差接近节点N3的信号电平V(+1/3)与节点N4的信号电平V(－1/3)之差。

控制电路704在比较电路1001的比较结果信号表示一致的情况下，固定调整代码C1，并将与调整代码C1对应的调整代码C2输出给驱动器电路300a。控制电路704通过调整代码C2，控制图6的(A)的驱动器电路300a内的可变电流源341～344的电流。由此，驱动器电路300a输出的四值信号的RLM被调整到0.95以上。

若节点N5的公共电压与节点N6的公共电压偏离，则图9的信号输出电路112有RLM的调整精度降低的情况。根据本实施方式，比较电路1001对节点N1a以及N2a的信号电平之差、和节点N3以及N4的信号电平之差进行比较，所以信号输出电路112即使在节点N5的公共电压与节点N6的公共电压偏离的情况下，也能够高精度地调整RLM。

(第四实施方式)

图11是表示第四实施方式所涉及的比较电路1100的构成例的图。比较电路1100与图7的比较电路703对应。在第三实施方式(图10)的信号输出电路112中，代替比较电路1001设置比较电路1100。以下，对第四实施方式与第三实施方式不同的点进行说明。

比较电路1100具有电阻1101、1102、n沟道场效应晶体管1103～1106、电流源1107、以及比较器1108。电阻1101连接在电源电位节点与节点N7之间。n沟道场效应晶体管1103的漏极与节点N7连接，栅极与节点N1a连接，源极与节点N9连接。n沟道场效应晶体管1104的漏极与节点N7连接，栅极与节点N4连接，源极与节点N9连接。

电阻1102连接在电源电位节点与节点N8之间。n沟道场效应晶体管1105的漏极与节点N8连接，栅极与节点N2a连接，源极与节点N9连接。n沟道场效应晶体管1106的漏极与节点N8连接，栅极与节点N3连接，源极与节点N9连接。电流源1107连接在节点N9与基准电位节点之间。

节点N1a是第一复制电路部705的节点N1a，输出信号电平V(+1/3)。节点N2a是第一复制电路部705的节点N2a，输出信号电平V(－1/3)。节点N3是第二复制电路部706的节点N3，输出信号电平V(+1/3)。节点N4是第二复制电路部706的节点N4，输出信号电平V(－1/3)。

节点N7输出节点N1a的信号电平V(+1/3)与节点N4的信号电平V(－1/3)的和的信号电平。节点N8输出节点N2a的信号电平V(－1/3)与节点N3的信号电平V(+1/3)的和的信号电平。

比较器1108对节点N7的信号电平与节点N8的信号电平进行比较，并将比较结果信号输出给图10的控制电路704。控制电路704基于比较器1108的比较结果信号，通过调整代码C1，控制可变电流源941a～944a以及941b～944b的电流，以使节点N7的信号电平接近节点N8的信号电平。

控制电路704在比较器1108的比较结果信号表示一致的情况下，固定调整代码C1，并将与调整代码C1对应的调整代码C2输出给驱动器电路300a。控制电路704通过调整代码C2，控制图6的(A)的驱动器电路300a内的可变电流源341～344的电流。由此，驱动器电路300a输出的四值信号的RLM被调整到0.95以上。

(第五实施方式)

图12是表示第五实施方式所涉及的第一复制电路部705、第二复制电路部706、电阻1201～1204、比较器1205以及控制电路704的构成例的图。电阻1201～1204以及比较器1205与图7的比较电路703对应。图12相对于图10，代替比较电路1001，而设置了电阻1201～1204以及比较器1205。以下，对第五实施方式与第三实施方式不同的点进行说明。

电阻1201～1204分别为相对于50Ω极大的电阻，例如为1kΩ。电阻1201连接在节点N1a与节点N10之间。电阻1202连接在节点N10与节点N4之间。电阻1203连接在节点N3与节点N11之间。电阻1204连接在节点N11与节点N2a之间。

节点N10输出节点N1a的信号电平V(+1/3)与节点N4的信号电平V(－1/3)的平均的信号电平。节点N11输出节点N3的信号电平V(+1/3)与节点N2a的信号电平V(－1/3)的平均的信号电平。

比较器1205对节点N10的信号电平和节点N11的信号电平进行比较，并将比较结果信号输出给控制电路704。控制电路704基于比较器1205的比较结果信号，通过调整代码C1，控制可变电流源941a～944a以及941b～944b的电流，以使节点N10的信号电平接近节点N11的信号电平。

控制电路704在比较器1205的比较结果信号表示一致的情况下，固定调整代码C1，并将与调整代码C1对应的调整代码C2输出给驱动器电路300a。控制电路704通过调整代码C2，控制图6的(A)的驱动器电路300a内的可变电流源341～344的电流。由此，驱动器电路300a输出的四值信号的RLM被调整到0.95以上。

在图11的信号输出电路112中，有由于n沟道场效应晶体管1103～1106的非线性特性，而节点N7以及N8的信号电平产生误差的情况。根据本实施方式，在比较器1205的输入节点不连接场效应晶体管，所以能够减少节点N10以及N11的信号电平的误差，以高精度调整RLM。另外，比较器1205对节点N1a以及N4的信号电平的平均、和节点N3以及N2a的信号电平的平均进行比较，所以即使在信号输出电路112即使在节点N5的公共电压与节点N6的公共电压偏离的情况下，也能够高精度地调整RLM。另外，能够通过交换比较器1205的两个输入节点，进行偏差消除。

(第六实施方式)

图13是表示第六实施方式所涉及的信号输出电路112的构成例的图。图13的信号输出电路112相对于图7的信号输出电路112，删除了复制电路702、比较电路703以及控制电路704，并追加了开关1301、1302、电压保持电路1303、1304、电阻1305～1308以及比较电路1309。如图6的(A)所示，驱动器电路300a具有可变电流源341～344，驱动器电路300a的节点N1以及N2与DFE151连接。控制电路701基于从图1的复用器111输入的两位并行数据D1以及D2，如图3的(A)、(B)以及图4的(A)、(B)所示，控制驱动器电路300a内的场效应晶体管311～314以及321～324。驱动器电路300a具有图6的(A)所示的驱动器电路300a的构成，从节点N1以及N2输出与四值信号对应的信号电平V(－1)，V(－1/3)，V(+1/3)或者V(+1)。开关1301以及电压保持电路1303例如作为检测与四值信号对应的信号电平中的信号电平V(－1)以及V(+1)的第一检测电路发挥作用。开关1302以及电压保持电路1304例如作为检测与四值信号对应的信号电平中的信号电平V(－1/3)以及V(+1/3)的第二检测电路发挥作用。

接下来，对驱动器电路300a内的可变电流源341～344的调整代码的决定方法进行说明。首先，控制电路701将可变电流源341～344的调整代码设定为初始值。接下来，控制电路701如图3的(A)所示那样，控制为与两位并行数据“11”对应的场效应晶体管311～314以及321～324的状态，使开关1301接通，并使开关1302断开。这样一来，驱动器电路300a从节点N1输出信号电平V(+1)，并从节点N2输出信号电平V(－1)。电压保持电路1303保持节点N1的信号电平V(+1)以及节点N2的信号电平V(－1)。其后，控制电路701使开关1301断开。

接下来，控制电路701如图3的(B)所示，控制为与两位并行数据“10”对应的场效应晶体管311～314以及321～324的状态，使开关1301断开，并使开关1302接通。这样一来，驱动器电路300a从节点N1输出信号电平V(+1/3)，并从节点N2输出信号电平V(－1/3)。电压保持电路1304保持节点N1的信号电平V(+1/3)以及节点N2的信号电平V(－1/3)。其后，控制电路701使开关1302断开。

电压保持电路1303输出保持的信号电平V(+1)以及V(－1)。电压保持电路1304输出保持的信号电平V(+1/3)以及V(－1/3)。

电阻1305连接在电压保持电路1303的信号电平V(－1)的节点与节点N12之间。电阻1306连接在电压保持电路1304的信号电平V(+1/3)的节点与节点N12之间。电阻1305的电阻值与电阻1306的电阻值之比为3：1。电阻1305以及1306分别为相对于50Ω极大的电阻。例如，电阻1305为3kΩ，电阻1306为1kΩ。以下式表示节点N12的信号电平V1。信号电平V1是信号电平V(－1)与信号电平V(+1/3)之间的中间信号电平，如图2的(A)所示，与信号电平V(+1/3)和信号电平V(－1/3)的平均的信号电平对应。

V1＝(V(+1/3)－V(－1))×3/4+V(－1)

电阻1307连接在电压保持电路1303的信号电平V(+1)的节点与节点N13之间。电阻1308连接在电压保持电路1304的信号电平V(－1/3)的节点与节点N13之间。电阻1307的电阻值与电阻1308的电阻值之比为3：1。电阻1307以及1308分别为相对于50Ω极大的电阻。例如，电阻1307为3kΩ，电阻1308为1kΩ。以下式表示节点N13的信号电平V2。信号电平V2是信号电平V(－1/3)与信号电平V(+1)之间的中间信号电平，如图2的(A)所示，与信号电平V(+1/3)和信号电平V(－1/3)的平均的信号电平对应。

V2＝(V(+1)－V(－1/3))×1/4+V(－1/3)

比较电路1309对信号电平V1和信号电平V2进行比较，并输出其比较结果信号。控制电路701基于比较电路1309的比较结果信号，通过调整代码控制驱动器电路300a内的可变电流源341～344的电流，以使信号电平V1接近信号电平V2。若信号电平V1与信号电平V2相同，则控制电路701固定调整代码。驱动器电路300a内的可变电流源341～344根据调整代码控制电流。由此，驱动器电路300a输出的四值信号的RLM被调整到0.95以上。

图14是表示图13的电压保持电路1303的构成例的图。电压保持电路1303具有电阻1401、1403以及电容1402、1404，保持节点N1的信号电平V(+1)以及节点N2的信号电平V(－1)，并输出信号电平V(+1)以及V(－1)。例如，电阻1401以及1403分别为20kΩ，电容1402以及1404分别为50pF。电阻1401以及1403也可以使用场效应晶体管的截止电阻。图13的电压保持电路1304具有与电压保持电路1303相同的构成。

图15是表示本实施方式所涉及的集成电路100的控制方法的流程图。在步骤S1501中，集成电路100进行测试模式的准备处理。集成电路100启动驱动器电路300a。控制电路701将调整代码复位为初始值，并将初始值的调整代码输出给可变电流源341～344。例如，调整代码的初始值为最小值。可变电流源341～344使基于调整代码的电流流动。

接下来，在步骤S1502中，控制电路701对调整代码加1，并将加算后的调整代码输出给可变电流源341～344。可变电流源341～344使基于调整代码的电流流动。

接下来，在步骤S1503中，控制电路701如图3的(A)所示，控制为与两位并行数据“11”对应的场效应晶体管311～314以及321～324的状态，使开关1301接通，并使开关1302断开。这样一来，驱动器电路300a从节点N1输出信号电平V(+1)，并从节点N2输出信号电平V(－1)。电压保持电路1303保持节点N1的信号电平V(+1)以及节点N2的信号电平V(－1)。其后，控制电路701使开关1301断开。电压保持电路1303输出保持的信号电平V(+1)以及信号电平V(－1)。节点N12输出上述的信号电平V1。

接下来，在步骤S1504中，控制电路701如图3的(B)所示，控制为与两位并行数据“10”对应的场效应晶体管311～314以及321～324的状态，使开关1301断开，并使开关1302接通。这样一来，驱动器电路300a从节点N1输出信号电平V(+1/3)，并从节点N2输出信号电平V(－1/3)。电压保持电路1304保持节点N1的信号电平V(+1/3)以及节点N2的信号电平V(－1/3)。其后，控制电路701使开关1302断开。电压保持电路1304输出保持的信号电平V(+1/3)以及信号电平V(－1/3)。节点N13输出上述的信号电平V2。

接下来，在步骤S1505中，控制电路701基于比较电路1309的比较结果信号，判定信号电平V1与信号电平V2是否相同。控制电路701在信号电平V1不与信号电平V2相同的情况下，返回到步骤S1502，反复上述的处理。随着调整代码增加，信号电平V1接近信号电平V2。控制电路701在判定为信号电平V1与信号电平V2相同的情况下，进入步骤S1506。

在步骤S1506中，控制电路701将当前的调整代码决定为通常模式用调整代码，将通常模式用调整代码输出到驱动器电路300a内的可变电流源341～344，使开关1301以及1302断开，并结束测试模式的处理。其后，集成电路100进行通常模式的处理。驱动器电路300a内的可变电流源341～344分别使基于通常模式用调整代码的电流流动。

驱动器电路300a能够基于通常模式用调整代码，输出相互等间隔的信号电平V(－1)、V(－1/3)、V(+1/3)以及V(+1)。由此，驱动器电路300a输出的四值信号的RLM提高。通过使RLM提高，四值信号的质量提高，接收电路133能够减少四值信号的再生错误。

此外，在步骤S1506中，也可以控制电路701还交换比较电路1309的+输入端子和－输入端子，将调整代码复位为最大值，并反复从调整代码减去1的处理，直至信号电平V1以及V2相同，来决定通常模式用调整代码。然后，控制电路701将从最小值开始增加调整代码的情况下的通常模式用调整代码与从最大值开始减少调整代码的情况下的通常模式用调整代码的平均值决定为最终的通常模式用调整代码。由此，能够减少比较电路1309的偏移所引起的误差。该处理也能够应用于图8的处理。

在图7的情况下，有驱动器电路300a和复制电路702的晶体管特性产生误差的情况。在产生了该误差的情况下，有驱动器电路300a输出的四值信号的RLM减少的情况。根据本实施方式，由于不使用复制电路702，所以能够防止基于复制电路702的驱动器电路300a输出的四值信号的RLM的减少。

(第七实施方式)

图16是表示第七实施方式所涉及的信号输出电路112的构成例的图。图16的信号输出电路112相对于图13的信号输出电路112，删除了开关1301、1302、电压保持电路1303、1304、电阻1305～1308以及比较电路1309，并追加了开关1601和模拟数字转换器(ADC)1602。开关1601与模拟数字转换器(ADC)1602例如作为检测与四值信号对应的信号电平中的信号电平V(－1)以及V(+1)的第一检测电路发挥作用。并且，开关1601和模拟数字转换器1602例如作为检测与四值信号对应的信号电平中的信号电平V(－1/3)以及V(+1/3)的第二检测电路发挥作用。

接下来，对驱动器电路300a内的可变电流源341～344的调整代码的决定方法进行说明。首先，控制电路701将可变电流源341～344的调整代码设定为初始值。接下来，控制电路701如图3的(A)所示，控制为与两位并行数据“11”对应的场效应晶体管311～314以及321～324的状态，并使开关1601接通。这样一来，驱动器电路300a从节点N1输出信号电平V(+1)，并从节点N2输出信号电平V(－1)。模拟数字转换器1602分别将节点N1的信号电平V(+1)以及节点N2的信号电平V(－1)从模拟值转换为数字值。控制电路701保持模拟数字转换器1602输出的数字值的信号电平V(+1)以及V(－1)。其后，控制电路701使开关1601断开。

接下来，控制电路701如图3的(B)所示，控制为与两位并行数据“10”对应的场效应晶体管311～314以及321～324的状态，并使开关1601接通。这样一来，驱动器电路300a从节点N1输出信号电平V(+1/3)，并从节点N2输出信号电平V(－1/3)。模拟数字转换器1602分别将节点N1的信号电平V(+1/3)以及节点N2的信号电平V(－1/3)从模拟值转换为数字值。控制电路701保持模拟数字转换器1602输出的数字值的信号电平V(+1/3)以及V(－1/3)。其后，控制电路701使开关1601断开。

接下来，控制电路701基于数字值的信号电平V(+1)、V(－1)、V(+1/3)以及V(－1/3)，进行与图13的电阻1305～1308和比较电路1309对应的数字处理，对信号电平V1以及V2进行比较。其后，控制电路701进行与第六实施方式相同的处理。

图17是表示本实施方式所涉及的集成电路100的控制方法的流程图。在步骤S1701中，集成电路100进行测试模式的准备处理。集成电路100启动驱动器电路300a。控制电路701将调整代码复位为初始值，并将初始值的调整代码输出给可变电流源341～344。例如，调整代码的初始值为最小值。可变电流源341～344使基于调整代码的电流流动。

接下来，在步骤S1702中，控制电路701对调整代码加1，并将加算后的调整代码输出给可变电流源341～344。可变电流源341～344使基于调整代码的电流流动。

接下来，在步骤S1703中，控制电路701如图3的(A)所示，控制为与两位并行数据“11”对应的场效应晶体管311～314以及321～324的状态，并使开关1601接通。这样一来，驱动器电路300a从节点N1输出信号电平V(+1)，并从节点N2输出信号电平V(－1)。模拟数字转换器1602分别将节点N1的信号电平V(+1)以及节点N2的信号电平V(－1)从模拟值转换为数字值。控制电路701保持模拟数字转换器1602输出的数字值的信号电平V(+1)以及V(－1)。其后，控制电路701使开关1601断开。

接下来，在步骤S1704中，控制电路701如图3的(B)所示，控制为与两位并行数据“10”对应的场效应晶体管311～314以及321～324的状态，并使开关1601接通。这样一来，驱动器电路300a从节点N1输出信号电平V(+1/3)，并从节点N2输出信号电平V(－1/3)。模拟数字转换器1602分别将节点N1的信号电平V(+1/3)以及节点N2的信号电平V(－1/3)从模拟值转换为数字值。控制电路701保持模拟数字转换器1602输出的数字值的信号电平V(+1/3)以及V(－1/3)。其后，控制电路701使开关1601断开。

接下来，在步骤S1705中，控制电路701与图13相同，基于数字的信号电平V(+1/3)以及V(－1)计算信号电平V1，并基于数字的信号电平V(+1)以及V(－1/3)计算信号电平V2。接下来，控制电路701判定信号电平V1与信号电平V2是否相同。控制电路701在信号电平V1与信号电平V2不相同的情况下，返回到步骤S1702，反复上述的处理。随着调整代码增加，信号电平V1逐渐接近信号电平V2。控制电路701在判定为信号电平V1与信号电平V2相同的情况下，进入步骤S1706。

在步骤S1706中，控制电路701将当前的调整代码决定为通常模式用调整代码，将通常模式用调整代码输出给驱动器电路300a内的可变电流源341～344，使开关1601断开，并结束测试模式的处理。其后，集成电路100进行通常模式的处理。驱动器电路300a内的可变电流源341～344分别使基于通常模式用调整代码的电流流动。

驱动器电路300a能够基于通常模式用调整代码，输出相互等间隔的信号电平V(－1)、V(－1/3)、V(+1/3)以及V(+1)。由此，驱动器电路300a输出的四值信号的RLM提高。通过使RLM提高，四值信号的质量提高，接收电路133能够减少四值信号的再生错误。

(第八实施方式)

图18是表示第八实施方式所涉及的信号输出电路112的构成例的图。图18的信号输出电路112相对于图13的信号输出电路112，删除了电压保持电路1303、1304、电阻1305～1308以及比较电路1309，并追加了运算放大器1803、1804、电阻1805～1808以及模拟数字转换器(ADC)1809、1810。开关1301、运算放大器1803、以及电阻1805、1807例如作为检测与四值信号对应的信号电平中的信号电平V(－1)以及V(+1)的第一检测电路发挥作用，输出信号电平V(+1)以及V(－1)的差分。并且，开关1302、运算放大器1804、以及电阻1806、1808例如作为检测与四值信号对应的信号电平中的信号电平V(－1/3)以及V(+1/3)的第二检测电路发挥作用，输出信号电平V(+1/3)以及V(－1/3)的差分。

接下来，对驱动器电路300a内的可变电流源341～344的调整代码的决定方法进行说明。首先，控制电路701将可变电流源341～344的调整代码设定为初始值。接下来，控制电路701如图3的(A)所示，控制为与两位并行数据“11”对应的场效应晶体管311～314以及321～324的状态，使开关1301接通，并使开关1302断开。这样一来，驱动器电路300a从节点N1输出信号电平V(+1)，并从节点N2输出信号电平V(－1)。

电阻1805连接在运算放大器1803的+输入端子与输出端子之间。电阻1807连接在运算放大器1803的－输入端子与基准电位节点之间。运算放大器1803输入节点N1的信号电平V(+1)和节点N2的信号电平V(－1)，并输出信号电平V(+1)以及V(－1)的差分V(+1)－V(－1)。模拟数字转换器1809将运算放大器1803输出的差分V(+1)－V(－1)从模拟转换为数字。控制电路701保持模拟数字转换器1809输出的数字值V(+1)－V(－1)。

接下来，控制电路701如图3的(B)所示，控制为与两位并行数据“10”对应的场效应晶体管311～314以及321～324的状态，使开关1301断开，使开关1302接通。这样一来，驱动器电路300a从节点N1输出信号电平V(+1/3)，并从节点N2输出信号电平V(－1/3)。

电阻1806连接在运算放大器1804的+输入端子与输出端子之间。电阻1808连接在运算放大器1804的－输入端子与基准电位节点之间。运算放大器1804输入节点N1的信号电平V(+1/3)和节点N2的信号电平V(－1/3)，并输出信号电平V(+1/3)以及V(－1/3)的差分V(+1/3)－V(－1/3)。模拟数字转换器1810将运算放大器1804输出的差分V(+1/3)－V(－1/3)从模拟转换为数字。控制电路701保持模拟数字转换器1810输出的数字值V(+1/3)－V(－1/3)。

接下来，控制电路701使数字值V(+1/3)－V(－1/3)为三倍，得到数字值{V(+1/3)－V(－1/3)}×3。如图2的(A)所示，数字值{V(+1/3)－V(－1/3)}×3与差值V(+1)－V(－1)对应。

控制电路701对上述的数字值V(+1)－V(－1)与数字值{V(+1/3)－V(－1/3)}×3进行比较。然后，控制电路701通过调整代码控制驱动器电路300a内的可变电流源341～344的电流，以使数字值V(+1)－V(－1)接近数字值{V(+1/3)－V(－1/3)}×3。若数字值V(+1)－V(－1)与数字值{V(+1/3)－V(－1/3)}×3相同，则控制电路701固定调整代码。驱动器电路300a内的可变电流源341～344根据调整代码控制电流。由此，驱动器电路300a输出的四值信号的RLM被调整到0.95以上。

图19是表示本实施方式所涉及的集成电路100的控制方法的流程图。在步骤S1901中，集成电路100进行测试模式的准备处理。集成电路100启动驱动器电路300a。控制电路701将调整代码复位为初始值，并将初始值的调整代码输出给可变电流源341～344。例如，调整代码的初始值是最小值。可变电流源341～344使基于调整代码的电流流动。

接下来，在步骤S1902中，控制电路701对调整代码加1，并将加算后的调整代码输出给可变电流源341～344。可变电流源341～344使基于调整代码的电流流动。

接下来，在步骤S1903中，控制电路701如图3的(A)所示，控制为与两位并行数据“11”对应的场效应晶体管311～314以及321～324的状态，使开关1301接通，并使开关1302断开。这样一来，驱动器电路300a从节点N1输出信号电平V(+1)，并从节点N2输出信号电平V(－1)。运算放大器1803输入节点N1的信号电平V(+1)和节点N2的信号电平V(－1)，并输出信号电平V(+1)以及V(－1)的差分V(+1)－V(－1)。模拟数字转换器1809将运算放大器1803输出的差分V(+1)－V(－1)从模拟转换为数字。控制电路701保持模拟数字转换器1809输出的数字值V(+1)－V(－1)作为数字值V1。其后，控制电路701使开关1301断开。

接下来，在步骤S1904中，控制电路701如图3的(B)所示，控制为与两位并行数据“10”对应的场效应晶体管311～314以及321～324的状态，使开关1301断开，并使开关1302接通。这样一来，驱动器电路300a从节点N1输出信号电平V(+1/3)，并从节点N2输出信号电平V(－1/3)。运算放大器1804输入节点N1的信号电平V(+1/3)和节点N2的信号电平V(－1/3)，并输出信号电平V(+1/3)以及V(－1/3)的差分V(+1/3)－V(－1/3)。模拟数字转换器1810将运算放大器1804输出的差分V(+1/3)－V(－1/3)从模拟转换为数字。控制电路701保持模拟数字转换器1810输出的数字值V(+1/3)－V(－1/3)。然后，控制电路701使数字值V(+1/3)－V(－1/3)为三倍，并保持数字值{V(+1/3)－V(－1/3)}×3作为数字值V2。其后，控制电路701使开关1302断开。

接下来，在步骤S1905中，控制电路701判定数字值V1与数字值V2是否相同。控制电路701在数字值V1与数字值V2不相同的情况下，返回到步骤S1902，反复上述的处理。随着调整代码增加，数字值V1逐渐接近数字值V2。控制电路701在判定为数字值V1与数字值V2相同的情况下，进入步骤S1906。

在步骤S1906中，控制电路701将当前的调整代码决定为通常模式用调整代码，将通常模式用调整代码输出给驱动器电路300a内的可变电流源341～344，使开关1301以及1302断开，并结束测试模式的处理。其后，集成电路100进行通常模式的处理。驱动器电路300a内的可变电流源341～344分别使基于通常模式用调整代码的电流流动。

驱动器电路300a能够基于通常模式用调整代码，输出相互等间隔的信号电平V(－1)、V(－1/3)、V(+1/3)以及V(+1)。由此，驱动器电路300a输出的四值信号的RLM提高。通过使RLM提高，四值信号的质量提高，接收电路133能够减少四值信号的再生错误。

此外，上述实施方式均仅示出实施本发明时的具体化的例子，并不通过这些实施方式对本发明的技术范围进行限定解释。即，本发明在不脱离其技术思想，或者其主要的特征的范围内，能够以各种方式实施。

112…信号输出电路，330a…驱动器电路，701…控制电路，702…复制电路，703…比较电路，704…控制电路，705…第一复制电路部，706…第二复制电路部，707、708…可变电流源，1301、1302…开关，1303、1304…电压保持电路，1305～1308…电阻，1309…比较电路。