振动整流误差校正装置、传感器模块及其方法

技术领域

本发明涉及振动整流误差校正装置、传感器模块以及振动整流误差校正方法。

背景技术

专利文献1中记载了一种传感器模块，其构成为：使第一低通滤波器与物理量传感器的输出信号同步地进行动作，并通过后级的第二低通滤波器进行与基准时钟同步的重采样。根据该传感器模块，在低通滤波器整体的输入输出中产生非线性特性，并将该非线性特性引起的振动整流误差调整为与通过物理量传感器的悬臂谐振产生的振动整流误差呈相反相位，由此能够抵消彼此的振动整流误差，降低最终输出中出现的振动整流误差。

专利文献1：日本特开2019-190897号公报

在专利文献1所记载的传感器模块中，由于第二低通滤波器与基准时钟同步地进行动作，因此例如为了得到与外部触发信号等基准时钟不同步的信号进行了同步的数据，在第二低通滤波器的后级需要电路规模大的同步电路或负荷大的后处理的运算。

发明内容

本发明所涉及的振动整流误差校正装置的一方式具备：

基准信号发生电路，输出基准信号；

频率ΔΣ调制电路，使用被测定信号对所述基准信号进行频率ΔΣ调制，生成频率ΔΣ调制信号；

第一滤波器，设置于所述频率ΔΣ调制电路的后级，与所述被测定信号同步地进行动作；以及

第二滤波器，设置于所述第一滤波器的后级，与不同步于所述基准信号的第一频率信号同步地进行动作。

本发明所涉及的传感器模块的一方式具备：

所述振动整流误差校正装置的一方式；以及

物理量传感器。

本发明所涉及的振动整流误差校正方法的一方式包括：

使用被测定信号对基准信号进行频率ΔΣ调制，生成频率ΔΣ调制信号的工序；

与所述被测定信号同步地对基于所述频率ΔΣ调制信号的信号进行第一滤波处理的工序；以及

与不同步于所述基准信号的第一频率信号同步地对基于通过所述第一滤波处理得到的信号的信号进行第二滤波处理的工序。

附图说明

图1是传感器模块的立体图。

图2是传感器模块的分解立体图。

图3是物理量传感器的立体图。

图4是物理量传感器的俯视图。

图5是图4的P1-P1线的剖视图。

图6是物理量传感器的动作的说明图。

图7是物理量传感器的动作的说明图。

图8是第一实施方式的传感器模块的功能框图。

图9是从原理上说明因为输出波形畸变产生振动整流误差的情况的图。

图10是表示施加的加速度与倒数计数值的非线性特性的图。

图11是表示施加的加速度与物理量传感器的振荡频率的非线性特性的图。

图12是表示物理量传感器的振荡频率与倒数计数值的非线性特性的图。

图13是表示第一实施方式中的频率比测定电路的构成例的图。

图14是表示第一低通滤波器的构成例的图。

图15是表示第一低通滤波器的其它构成例的图。

图16是表示第二低通滤波器的构成例的图。

图17是用于说明能够调整由频率比测定电路的输入输出的非线性特性引起的振动整流误差的图。

图18是表示测定值中包含的振动整流误差相对于抽头数的依赖性的图。

图19是表示第一实施方式中的频率比测定电路的其它构成例的图。

图20是表示第一低通滤波器的其它构成例的图。

图21是对FIFO寄存器输入输出的计数值的时序图。

图22是表示第一实施方式中的振动整流误差校正方法的顺序的一个例子的流程图。

图23是第二实施方式的传感器模块的功能框图。

图24是表示第二实施方式中的频率比测定电路的构成例的图。

图25是表示第二实施方式中的频率比测定电路的其它构成例的图。

图26是表示第二实施方式中的振动整流误差校正方法的顺序的一个例子的流程图。

图27是变形例的传感器模块的功能框图。

图28是其它变形例的传感器模块的功能框图。

附图标记说明

1…传感器模块；2…振动整流误差校正装置；3…处理装置；5…基板部；10…基部；12…连接部；13…可动部；30a、30b…支承部；34…封装接合部；36a、36b…接合部；38a、38b…延伸部；40…物理量检测元件；50、52、54、56…配重；62…接合部件；101…容器；102…盖；103…螺纹孔；104…固定突起；111…侧壁；112…底壁；115…电路基板；115f…第一面；115r…第二面；116…连接器；121…开口部；122…内表面；123…开口面；125…第二基座；127…第一基座；129…突起；130…固定部件；133、134…缩颈部；141…密封部件；172…螺钉；174…内螺纹；176…通孔；200、200X、200Y、200Z…物理量传感器；201X、201Y、201Z…振荡电路；202、202X、202Y、202Z…频率比测定电路；203…基准信号发生电路；210…微控制单元；220…存储部；230…接口电路；240…倍增电路；250…频率信号发生电路；300…频率ΔΣ调制电路；301…计数器；302…锁存电路；303…锁存电路；304…减法器；310…第一低通滤波器；311…延迟元件；312…积分器；313…积分器；314…抽取器；315…延迟元件；316…微分器；317…延迟元件；318…微分器；320…锁存电路；330…第二低通滤波器；331…积分器；332…延迟元件；333…微分器；334…抽取器；340…FIFO寄存器；350…锁存电路；401…积分器；402…延迟元件；403…微分器；404…积分器；405…积分器；406…抽取器；407…延迟元件；408…微分器；409…延迟元件；410…微分器。

具体实施方式

以下，使用附图对本发明的优选实施方式详细进行说明。此外，以下说明的实施方式并非不当地限定权利要求书中记载的本发明的内容。另外，以下说明的构成并非全部都是本发明的必需构成要件。

1.第一实施方式

1-1.传感器模块的结构

首先，对本实施方式的传感器模块的结构的一个例子进行说明。

图1是从固定有传感器模块1的被安装面侧观察时的传感器模块1的立体图。在以下的说明中，将沿着俯视时呈长方形的传感器模块1的长边的方向设为X轴方向，将俯视时与X轴方向正交的方向设为Y轴方向，将传感器模块1的厚度方向设为Z轴方向进行说明。

传感器模块1是平面形状呈长方形的长方体，具有沿X轴方向的长边和沿与X轴方向正交的Y轴方向的短边。在一条长边的各端部附近的两个部位以及另一条长边的中央部一个部位处形成有螺纹孔103。以在该三个部位的螺纹孔103中分别插入固定螺钉，并固定于例如大厦、公告板、各种装置等结构物的被安装体的被安装面上的状态进行使用。

如图1所示，在传感器单元1的从被安装面侧观察的表面上设置有开口部121。开口部121的内部配置有插头型的连接器116。连接器116具有配置成两列的多个引脚，各列中多个引脚沿Y轴方向排列。连接器116从被安装体与未图示的插座型的连接器连接，进行传感器模块1的驱动电压、检测数据等电信号的收发。

图2是传感器模块1的分解立体图。如图2所示，传感器模块1由容器101、盖102、密封部件141以及电路基板115等构成。详细而言，传感器模块1呈如下构成：在容器101的内部，借助于固定部件130安装电路基板115，并通过隔着具有缓冲性的密封部件141的盖102覆盖容器101的开口。

容器101例如是使用铝成形为具有内部空间的箱状的电路基板115的容纳容器。容器101的外形与上述传感器模块1的整体形状同样为平面形状呈大致长方形的长方体，在一条长边的两端部附近的两个部位以及另一条长边的中央部的一个部位处设置有固定突起104。在该固定突起104分别形成有螺纹孔103。

容器101是外形呈长方体且一侧开口的箱状。容器101的内部成为由底壁112和侧壁111围成的内部空间。换言之，容器101呈将与底壁112对置的一面作为开口面123的箱状，电路基板115的外缘以沿着侧壁111的内表面122的方式配置，并以将开口覆盖的方式固定盖102。在开口面123，在容器101的一条长边的两端部附近的两个部位以及另一条长边的中央部的一个部位处，竖立设置有固定突起104。而且，固定突起104的上表面、即朝向-Z方向露出的面从容器101的上表面突出。

另外，在容器101的内部空间中，在与设置于另一条长边的中央部处的固定突起104对置的一条长边的中央部处，设置有从底壁112至开口面123之间从侧壁111朝向内部空间侧突出的突起129。突起129的上表面设置有内螺纹174。盖102通过插通于通孔176的螺钉172和内螺纹174，隔着密封部件141固定于容器101。此外，突起129和固定突起104设置于与后述电路基板115的缩颈部133、134对置的位置。

在容器101的内部空间中，设置有从底壁112朝向开口面123侧以高出一层的台阶状突出的第一基座127及第二基座125。第一基座127设置于与安装在电路基板115上的插头型的连接器116的配置区域对置的位置。第一基座127设置有图1所示的开口部121，开口部121中插入有插头型的连接器116。第一基座127作为用于将电路基板115固定于容器101的基座发挥功能。

第二基座125相对于位于长边的中央部的固定突起104及突起129而位于第一基座127的相反侧，并设置于固定突起104及突起129的附近。第二基座125相对于固定突起104及突起129在第一基座127的相反侧，作为用于将电路基板115固定于容器101的基座发挥功能。

此外，对容器101的外形为平面形状呈大致长方形的长方体且为无盖的箱状的情况进行了说明，但并不限于此，容器101的外形的平面形状也可以为正方形、六边形、八边形等。另外，在容器101的外形的平面形状中，也可以对多边形的顶点部分的角进行倒角，进而，也可以为各边的任一边由曲线构成的平面形状。另外，容器101的内部的平面形状也不限于上述形状，也可以为其它形状。进而，容器101的外形和内部的平面形状既可以是相似形状，也可以不是相似形状。

电路基板115是形成有多个通孔等的多层基板，使用例如玻璃环氧基板、复合基板、陶瓷基板等。

电路基板115具有底壁112侧的第二面115r、以及与第二面115r呈表背关系的第一面115f。在电路基板115的第一面115f，搭载有振动整流误差校正装置2、三个物理量传感器200、其它未图示的电子部件等。另外，电路基板115的第二面115r搭载有连接器116。此外，虽然省略了图示及其说明，但也可以在电路基板115上设置有其它配线或端子电极等。

电路基板115具备俯视时在沿着容器101的长边的X轴方向的中央部处电路基板115的外缘收缩的缩颈部133、134。缩颈部133、134在俯视时设置于电路基板115的Y轴方向的两侧，从电路基板115的外缘朝向中央收缩。另外，缩颈部133、134与容器101的突起129及固定突起104对置而设置。

电路基板115以第二面115r朝向第一基座127及第二基座125地插入容器1的内部空间。而且，电路基板115通过第一基座127和第二基座125而被容器101支承。

三个物理量传感器200分别是输出信号的频率根据被施加的物理量而变化的变频型的传感器。三个物理量传感器200中的物理量传感器200X检测X轴方向的物理量，物理量传感器200Y检测Y轴方向的物理量，物理量传感器200Z检测Z轴方向的物理量。具体而言，物理量传感器200X以封装件的表背面朝向X轴方向，而且侧面与电路基板115的第一面115f对置的方式竖立设置。而且，物理量传感器200X输出与检测到的X轴方向的物理量对应的信号。物理量传感器200Y以封装件的表背面朝向Y轴方向，而且侧面与电路基板115的第一面115f对置的方式竖立设置。而且，物理量传感器200Y输出与检测到的Y轴方向的物理量对应的信号。物理量传感器200Z以封装件的表背面朝向Z轴方向的方式、即封装件的表背面与电路基板115的第一面115f正对的方式设置。而且，物理量传感器200Z输出与检测到的Z轴方向的物理量对应的信号。

振动整流误差校正装置2经由未图示的配线或电子部件与物理量传感器200X、200Y、200Z电连接。另外，振动整流误差校正装置2基于物理量传感器200X、200Y、200Z的输出信号，生成降低了振动整流误差的物理量数据。

1-2.物理量传感器的结构

接着，以物理量传感器200为加速度传感器的情况为例，对物理量传感器200的结构的一个例子进行说明。图2所示的三个物理量传感器200、即物理量传感器200X、200Y、200Z的结构也可以相同。

图3是物理量传感器200的立体图，图4是物理量传感器200的俯视图，图5是图4的P1-P1线处的剖视图。此外，图3至图5仅图示了物理量传感器200的封装件内部。在之后的各图中，为了便于说明，作为相互正交的三个轴，图示了x轴、y轴、z轴。另外，在之后的说明中，为了便于说明，也将从延伸部38a、38b的厚度方向即z轴方向观察时的俯视简称为“俯视”。

如图3至图5所示，物理量传感器200具有基板部5和四个配重50、52、54、56。

基板部5具备：板状的基部10，沿x轴方向延伸且具有相互朝向相反方向的主面10a、10b；连接部12，从基部10朝向y轴方向延伸；可动部13，从连接部12朝向与基部10相反的方向呈矩形状地延伸；两个支承部30a、30b，从基部10的x轴方向的两端沿可动部13的外缘延伸；以及物理量检测元件40，从基部10架设于可动部13并与基部10及可动部13接合。

在两个支承部30a、30b中，支承部30a与可动部13隔开间隙32a沿着y轴延伸，并设置有固定支承部30a的接合部36a、和与可动部13隔开间隙32c沿着x轴延伸的延伸部38a。换言之，支承部30a与可动部13隔开间隙32a沿着y轴延伸，设置有与可动部13隔开间隙32c沿着x轴延伸的延伸部38a，并从支承部30a起在延伸部38a部分设置有接合部36a。另外，支承部30b与可动部13隔开间隙32b沿着y轴延伸，并设置有固定支承部30b的接合部36b、和与可动部13隔开间隙32c沿着x轴延伸的延伸部38b。换言之，支承部30b与可动部13隔开间隙32b沿着y轴延伸，设置有与可动部13隔开间隙32c沿着x轴延伸的延伸部38b，并从支承部30b起在延伸部38b部分设置有接合部36b。

此外，设置于支承部30a、30b的接合部36a、36b用于将物理量传感器200的基板部5安装至封装件等外部部件。另外，基部10、连接部12、可动部13、支承部30a、30b以及延伸部38a、38b也可以一体地形成。

可动部13被支承部30a、30b和基部10包围，经由连接部12与基部10连接，呈被单臂支承的状态。而且，可动部13具有相互朝向相反方向的主面13a、13b、和沿着支承部30a的侧面13c及沿着支承部30b的侧面13d。主面13a是朝向与基部10的主面10a相同的一侧的面，主面13b是朝向与基部10的主面10b相同的一侧的面。

连接部12设置于基部10与可动部13之间，并连接基部10与可动部13。连接部12的厚度形成得比基部10和可动部13的厚度薄。连接部12具有槽12a、12b。该槽12a、12b沿X轴形成，连接部12在可动部13相对于基部10位移时，以槽12a、12b作为支点、即中间铰链发挥功能。这样的连接部12及可动部13作为悬臂发挥功能。

另外，在从基部10的主面10a至可动部13的主面13a为止的面上，通过接合剂60固定有物理量检测元件40。物理量检测元件40的固定位置为主面10a及主面13a各自的x轴方向上的中央位置的两个部位。

物理量检测元件40具有：基台部42a，通过接合剂60被固定于基部10的主面10a；基台部42b，通过接合剂60被固定于可动部13的主面13a；以及振动梁41a、41b，位于基台部42a与基台部42b之间并用于检测物理量。在这种情况下，振动梁41a、41b的形状为棱柱状，当对设置于振动梁41a、41b的未图示的激振电极施加交流电压的驱动信号时，沿着x轴相互分离或接近地进行弯曲振动。即，物理量检测元件40为音叉型振动片。

物理量检测元件40的基台部42a设置有引出电极44a、44b。该引出电极44a、44b与设置于振动梁41a、41b的未图示的激励电极电连接。引出电极44a、44b通过金属线48与设置于基部10的主面10a的连接端子46a、46b电连接。连接端子46a、46b通过未图示的配线与外部连接端子49a、49b电连接。外部连接端子49a、49b以在俯视时与封装接合部34重叠的方式，设置于物理量传感器200被安装在封装件等的一侧的面即基部10的主面10b侧。封装接合部34用于将物理量传感器200的基板部5安装至封装件等外部部件，在基部10的x轴方向的两端侧的端部设置有两个部位。

物理量检测元件40通过利用光刻技术及蚀刻技术对从水晶的原石等以规定的角度切出的水晶基板进行图案化而形成。在该情况下，如果考虑到减小与基部10及可动部13的线膨胀系数之差，则物理量检测元件40优选材质与基部10及可动部13的材质相同。

配重50、52、54、56在俯视时呈矩形形状，设置于可动部13。配重50、52通过接合部件62固定于可动部13的主面13a，配重54、56通过接合部件62固定于可动部13的主面13b。在此，固定于主面13a的配重50在俯视时，作为矩形的边缘的一边与可动部13的侧面13c的方向一致，而且另一边与延伸部38a的侧面31d的方向一致，通过这样使方向一致而配置于可动部13的侧面13c侧，并配置为俯视时配重50与延伸部38a重叠。同样地，固定于主面13a的配重52在俯视时，作为矩形的边缘的一边与可动部13的侧面13d的方向一致，而且另一边与延伸部38b的侧面31e的方向一致，由此配置于可动部13的侧面13d侧，并配置为俯视时配重52与延伸部38b重叠。固定于主面13b的配重54在俯视时，矩形的一边与可动部13的侧面13c的方向一致，而且另一边与延伸部38a的侧面31d的方向一致，由此配置于可动部13的侧面13c侧，并配置为俯视时配重54与延伸部38a重叠。同样地，固定于主面13b的配重56在俯视时，矩形的一边与可动部13的侧面13d的方向一致，而且另一边与延伸部38b的侧面31e的方向一致，由此配置于可动部13的侧面13d侧，并配置为俯视时配重56与延伸部38b重叠。

这样配置的配重50、52、54、56中的配重50、52以物理量检测元件40为中心左右对称地配置，配重54、56被配置为俯视时分别与配重50、52重叠。这些配重50、52、54、56通过分别设置于配重50、52、54、56的重心位置的接合部件62而被固定于可动部13。另外，由于俯视时配重50、54与延伸部38a以及配重52、56与延伸部38b分别重叠，因此，在被施加了过剩的物理量的情况下，配重50、52、54、56与延伸部38a、38b抵接，从而能够抑制配重50、52、54、56的位移量。

接合部件62由硅树脂系的热固化型粘接剂等构成。在可动部13的主面13a及主面13b分别各涂敷有两处，在载置了配重50、52、54、56之后，通过加热而固化，从而将配重50、52、54、56固定于可动部13。此外，配重50、52、54、56的与可动部13的主面13a及主面13b对置的接合面为粗糙面。由此，在向可动部13固定配重50、52、54、56时，接合面中的接合面积变大，从而能够提高接合强度。

如图6所示，当对以上那样构成的物理量传感器200施加以箭头α1表示的+Z方向的加速度时，在可动部13作用有-Z方向的力，可动部13以连接部12为支点朝向-Z方向位移。由此，沿Y轴对物理量检测元件40施加使基台部42a与基台部42b相互分离的方向的力，在振动梁41a、41b产生拉伸应力。因此，振动梁41a、41b振动的频率变高。

另一方面，如图7所示，当对物理量传感器200施加以箭头α2表示的-Z方向的加速度时，在可动部13作用有+Z方向的力，可动部13以连接部12为支点朝向+Z方向位移。由此，沿Y轴对物理量检测元件40施加使基台部42a与基台部42b相互靠近的方向的力，在振动梁41a、41b产生压缩应力。因此，振动梁41a、41b振动的频率变低。

当振动梁41a、41b振动的频率根据加速度变化时，从物理量传感器200的外部连接端子49a、49b输出的信号的频率发生变化。传感器模块1能够基于物理量传感器200的输出信号的频率的变化，算出施加于物理量传感器200的加速度的值。

此外，为了提高作为物理量的加速度的检测精度，连接作为固定部的基部10与可动部13的连接部12优选为作为Q值高的部件的水晶。例如，基部10、支承部30a、30b以及可动部13也可以由水晶板形成，连接部12的槽12a、12b从水晶板的两面通过半蚀刻而形成。

1-3.传感器模块的功能的构成

图8是第一实施方式的传感器模块1的功能框图。如上所述，传感器模块1具备物理量传感器200X、200Y、200Z和振动整流误差校正装置2。

振动整流误差校正装置2包括振荡电路201X、201Y、201Z、频率比测定电路202X、202Y、202Z、微控制单元210、存储部220以及接口电路230。

振荡电路201X对物理量传感器200X的输出信号进行放大而生成驱动信号，并将该驱动信号施加于物理量传感器200X。通过该驱动信号，物理量传感器200X的振动梁41a、41b以与X轴方向的加速度对应的频率振动，该频率的信号从物理量传感器200X被输出。另外，振荡电路201X将作为对物理量传感器200X的输出信号进行放大后的矩形波信号的被测定信号SIN_X输出至频率比测定电路202X。被测定信号SIN_X是基于物理量传感器200X的输出信号的信号。

同样地，振荡电路201Y对物理量传感器200Y的输出信号进行放大而生成驱动信号，并将该驱动信号施加于物理量传感器200Y。通过该驱动信号，物理量传感器200Y的振动梁41a、41b以与Y轴方向的加速度对应的频率振动，该频率的信号从物理量传感器200Y被输出。另外，振荡电路201Y将作为对物理量传感器200Y的输出信号进行放大后的矩形波信号的被测定信号SIN_Y输出至频率比测定电路202Y。被测定信号SIN_Y是基于物理量传感器200Y的输出信号的信号。

同样地，振荡电路201Z对物理量传感器200Z的输出信号进行放大而生成驱动信号，并将该驱动信号施加于物理量传感器200Z。通过该驱动信号，物理量传感器200Z的振动梁41a、41b以与Z轴方向的加速度对应的频率振动，该频率的信号从物理量传感器200Z被输出。另外，振荡电路201Z将作为对物理量传感器200Z的输出信号进行放大后的矩形波信号的被测定信号SIN_Z输出至频率比测定电路202Z。被测定信号SIN_Z是基于物理量传感器200Z的输出信号的信号。

基准信号产生电路203产生恒定频率的基准信号CLK并输出。在本实施方式中，基准信号CLK的频率比被测定信号SIN_X、SIN_Y、SIN_Z的频率高。优选基准信号CLK的频率精度高，基准信号产生电路203例如也可以是温度补偿型水晶振荡器。

频率比测定电路202X对基于从振荡电路201X输出的信号的信号即被测定信号SIN_X的规定周期中包含的基准信号CLK的脉冲数进行计数，并输出计数值CNT_X。计数值CNT_X是与被测定信号SIN_X和基准信号CLK的频率比对应的倒数计数值。

频率比测定电路202Y对从振荡电路201Y输出的被测定信号SIN_Y的规定周期中包含的基准信号CLK的脉冲数进行计数，并输出计数值CNT_Y。计数值CNT_Y是与被测定信号SIN_Y和基准信号CLK的频率比对应的倒数计数值。

频率比测定电路202Z对从振荡电路201Z输出的被测定信号SIN_Z的规定周期中包含的基准信号CLK的脉冲数进行计数，并输出计数值CNT_Z。计数值CNT_Z是与被测定信号SIN_Z和基准信号CLK的频率比对应的倒数计数值。

频率比测定电路202X、202Y、202Z分别被输入与基准信号CLK不同步的第一频率信号CLK1。第一频率信号CLK1是基于被从传感器模块1的外部输入的外部触发信号EXTRG的信号。外部触发信号EXTRG例如被从传感器模块1的外部的处理装置3输出。第一频率信号CLK1例如也可以是外部触发信号EXTRG其本身，也可以是外部触发信号EXTRG被进行了缓冲的信号。并且，频率比测定电路202X、202Y、202Z与第一频率信号CLK1同步地分别输出计数值CNT＿X、CNT＿Y、CNT＿Z。

存储部220存储程序和数据，也可以包括SRAM或DRAM等易失性存储器。SRAM是Static Random Access Memory(静态随机存取存储器)的缩写，DRAM是DynamicRandomAccess Memory(动态随机存取存储器)的缩写。另外，存储部220也可以包括EEPROM或闪存等半导体存储器、硬盘装置等磁存储装置、光盘装置等光学式存储装置等非易失性存储器。EEPROM是Electrically Erasable Programmable Read Only Memory(电可擦可编程只读存储部)的缩写。

微控制单元210与基准信号CLK同步地进行动作，通过执行存储部220中存储的未图示的程序而进行规定的运算处理和控制处理。例如，微控制单元210根据从频率比测定电路202X输出的计数值CNT_X、从频率比测定电路202Y输出的计数值CNT_Y以及从频率比测定电路202Z输出的计数值CNT_Z，测定物理量传感器200X、200Y、200Z分别检测出的物理量。具体而言，微控制单元210将计数值CNT_X、计数值CNT_Y以及计数值CNT_Z分别转换为X轴方向的物理量的测定值、Y轴方向的物理量的测定值以及Z轴方向的物理量的测定值。例如，也可以在存储部220中存储规定了计数值与物理量的测定值的对应关系的表信息、或者计数值与物理量的测定值的关系式的信息，微控制单元210参照该信息将各计数值转换为物理量的测定值。

微控制单元210也可以将X轴方向的物理量的测定值、Y轴方向的物理量的测定值以及Z轴方向的物理量的测定值经由接口电路230发送至处理装置3。或者，微控制单元210也可以将X轴方向的物理量的测定值、Y轴方向的物理量的测定值以及Z轴方向的物理量的测定值分别写入存储部220，处理装置3经由接口电路230读出各测定值。

此外，由于频率比测定电路202X、202Y、202Z的构成及动作相同，因此之后将频率比测定电路202X、202Y、202Z中的任意一个称为频率比测定电路202。另外，将输入至频率比测定电路202的被测定信号SIN_X、SIN_Y、SIN_Z中的任意一个称为被测定信号SIN，将从频率比测定电路202输出的计数值CNT_X、CNT_Y、CNT_Z中的任意一个称为计数值CNT。

1-4.振动整流误差

振动整流误差对应于由于传感器模块1对振动的响应的非线性特性而在整流时产生的DC偏移，作为传感器模块1的输出偏移的异常位移被进行观测。在使用了传感器模块1的倾斜仪等、传感器模块1的DC输出直接成为测定对象这样的应用中，成为严重的测定误差的主要原因。作为产生振动整流误差的主要机理，可以举出：[1]因为非对称轨道引起的、[2]因为比例因子的非线性特性引起的、[3]因为物理量传感器200的结构谐振引起的这三个。

[1]因为非对称轨道产生的振动整流误差

在物理量传感器200的灵敏度轴位于重力加速度方向时，在传感器模块1的测定值中产生与重力加速度为1g＝9.8m/s

例如，在动态范围为如15g这样宽时，几乎不会存在通常的使用环境下限幅成为问题的情况。另一方面，在物理量传感器200中，出于防止物理量检测元件40破损的目的而内置有物理性的保护机构，当振动水平超过某一阈值时，保护机构起作用，因而产生限幅。为了防止该情况，需要对用于设置传感器模块1的配件进行研究，并进行对谐振频带的振动进行阻尼等对策。

[2]因为比例因子的非线性特性而产生的振动整流误差

图9是从原理上说明因为输出波形畸变产生振动整流误差的情况的图。在图9中，实线表示正弦波的振动波形以及将该振动波形平滑化后的波形，虚线表示在振动中心的上下非对称的振动波形以及将该振动波形平滑化后的波形。相对于实线所示的平滑化波形为0，虚线所示的平滑化波形为负的值，且在平滑时产生偏移。

物理量传感器200是变频型的传感器，与被测定信号SIN和基准信号CLK的频率比对应的计数值CNT为倒数计数值。施加于物理量传感器200的加速度与倒数计数值的关系具有非线性特性。图10的虚线表示施加的加速度与倒数计数值的非线性特性。另外，图11的虚线表示施加的加速度与物理量传感器200的振荡频率的非线性特性。另外，图12的虚线表示物理量传感器200的振荡频率与倒数计数值的非线性特性。图10的虚线通过图11的虚线与图12的虚线的合成而得到。

在此，通过将振荡频率与倒数计数值的关系如图12的实线那样进行校正，能够使加速度与倒数计数值的关系如图10的实线那样接近于线性。具体而言，上述微控制单元210可以使用由式(1)表示的校正函数来校正计数值CNT。

[数学式1]

Y＝{c-d}

在式(1)中，c为与图10的虚线对应的校正前的计数值，Y是与图10的实线对应的校正后的计数值，d是决定图12所示的校正的程度的系数。例如，系数d存储于存储部220中，或者通过处理装置3设定。

[3]因为悬臂谐振产生的振动整流误差

作为加速度的检测原理，物理量传感器200通过将由加速度引起的带配重悬臂的挠曲传递至作为双音叉振子的物理量检测元件40，而使作用于物理量检测元件40的张力发生变化，由此使振荡频率发生变化。因此，物理量检测元件40具有由悬臂的结构引起的谐振频率，当激起悬臂谐振时，产生固有的振动整流误差。悬臂谐振是比对应于可检测的加速度的范围的频带高的频率，其振动成分通过振动整流误差校正装置2的内部的低通滤波器而被除去，但作为反映了振动的非对称性的偏置偏移而产生振动整流误差。随着悬臂谐振的振幅变大，物理量传感器200的输出波形的非对称性增加，由此振动整流误差也增加。因而，降低因为悬臂谐振产生的振动整流误差成为重要的课题。

在本实施方式中，频率比测定电路202是对被测定信号SIN的规定周期中包含的基准信号CLK的脉冲数进行计数的倒数计数方式，因此，获取该计数值的定时与被测定信号SIN同步。另一方面，从频率比测定电路202输出的计数值CNT需要与第一频率信号CLK1同步，获取基准信号CLK的脉冲数的计数值的定时与第一频率信号CLK1不同步，因而需要重采样。在频率比测定电路202中，通过设计重采样所需的构成，能够生成因为悬臂谐振产生的振动整流误差得到校正的计数值CNT。

1-5.频率比测定电路的构成

频率比测定电路202通过倒数计数方式测定被测定信号SIN与基准信号CLK的频率比。图13是表示第一实施方式中的频率比测定电路202的构成例的图。如图13所示，频率比测定电路202具备频率ΔΣ调制电路300、第一低通滤波器310、锁存电路320以及第二低通滤波器330。

频率ΔΣ调制电路300使用被测定信号SIN，对基准信号CLK进行频率ΔΣ调制，生成频率ΔΣ调制信号。频率ΔΣ调制电路300具备计数器301、锁存电路302、锁存电路303以及减法器304。计数器301对基准信号CLK的上升沿进行计数并输出计数值CT0。锁存电路302与被测定信号SIN的上升沿同步地锁存并保持计数值CT0。锁存电路303与被测定信号SIN的上升沿同步地锁存并保持锁存电路302所保持的计数值。减法器304从锁存电路302保持的计数值减去锁存电路303保持的计数值，生成计数值CT1并输出。该计数值CT1是频率ΔΣ调制电路300生成的频率ΔΣ调制信号。

该频率ΔΣ调制电路300也被称为一次频率ΔΣ调制器，将基准信号CLK的脉冲数的计数值通过被测定信号SIN锁存两次，将被测定信号SIN的上升沿作为触发，依次保持基准信号CLK的脉冲数的计数值。在此，作为频率ΔΣ调制电路300在被测定信号SIN的上升沿进行锁存动作的情况进行了说明，但也可以在下降沿、或者上升沿及下降沿两者进行锁存动作。另外，减法器304通过运算保持于锁存电路302、303的两个计数值的差值，而将在被测定信号SIN推移一个周期的期间观测到的基准信号CLK的脉冲数的计数值的增量与时间经过一起无死区期间地输出。在将被测定信号SIN的频率设为fx、将基准信号CLK的频率设为fc时，频率比为fc/fx。频率ΔΣ调制电路300输出表示频率比的频率ΔΣ调制信号作为数字信号串。

第一低通滤波器310设置于频率ΔΣ调制电路300的后级，与被测定信号SIN同步地进行动作。第一低通滤波器310输出将作为频率ΔΣ调制信号的计数值CT1中包含的噪声成分除去或减少了的计数值CT2。在图13中，第一低通滤波器310紧接着设置于频率ΔΣ调制电路300之后，但只要设置于从频率ΔΣ调制电路300的输出至第二低通滤波器330的输入为止的信号路径即可。

锁存电路320设置于第一低通滤波器310的后级，与第一频率信号CLK1同步地锁存从第一低通滤波器310输出的计数值CT2，并保持为计数值CT3。

第二低通滤波器330设置于第一低通滤波器310的后级，与不同步于基准信号CLK的第一频率信号CLK1同步地进行动作。第二低通滤波器330输出将锁存电路320所保持的计数值CT3中包含的噪声成分除去或减少了的计数值。从该第二低通滤波器330输出的计数值作为计数值CNT输出至微控制单元210。第一频率信号CLK1是基于外部触发信号EXTRG的信号，因此计数值CNT是与外部触发信号EXTRG同步后的计数值。

这样，频率比测定电路202测定被测定信号SIN与基准信号CLK的频率比，但由于频率的倒数是周期，因此也可以称为测定被测定信号SIN与基准信号CLK的周期比。

图14是表示第一低通滤波器310的构成例的图。在图14的例子中，第一低通滤波器310具有延迟元件311、积分器312、积分器313、抽取器314、延迟元件315、微分器316、延迟元件317以及微分器318。第一低通滤波器310的各部与被测定信号SIN同步地进行动作。

延迟元件311与被测定信号SIN同步地输出使计数值CT1延迟了的计数值。延迟元件311的抽头数为n1。例如，延迟元件311通过n1个寄存器串联连接的移位寄存器来实现。

积分器312与被测定信号SIN同步地输出对从延迟元件311输出的计数值进行了累加的计数值。

积分器313与被测定信号SIN同步地输出对从积分器312输出的计数值进行了累加的计数值。

抽取器314与被测定信号SIN同步地输出将从积分器313输出的计数值按1/R的比例进行了抽取的计数值。

延迟元件315与被测定信号SIN同步地输出使从抽取器314输出的计数值延迟了的计数值。延迟元件315的抽头数为n2。例如，延迟元件315通过n2个寄存器串联连接的移位寄存器来实现。

微分器316输出从抽取器314输出的计数值减去了延迟元件315输出的计数值的计数值。

延迟元件317与被测定信号SIN同步地输出使从微分器316输出的计数值延迟了的计数值。延迟元件317的抽头数为n3。例如，延迟元件317通过n3个寄存器串联连接的移位寄存器来实现。

微分器318输出从微分器316输出的计数值减去了延迟元件317输出的计数值的计数值CT2。

图15是表示第一低通滤波器310的其它构成例的图。在图15的例子中，第一低通滤波器310具有积分器401、延迟元件402、微分器403、积分器404、积分器405、抽取器406、延迟元件407、微分器408、延迟元件409以及微分器410。第一低通滤波器310的各部与被测定信号SIN同步地进行动作。

积分器401与被测定信号SIN同步地输出将计数值CT1进行了累加的计数值。

延迟元件402与被测定信号SIN同步地输出使从积分器401输出的计数值延迟了的计数值。延迟元件402的抽头数为n1。例如，延迟元件402通过n1个寄存器串联连接的移位寄存器来实现。

微分器403输出从积分器401输出的计数值减去了延迟元件402输出的计数值的计数值。

积分器404与被测定信号SIN同步地输出将从微分器403输出的计数值进行了累加的计数值。

积分器405与被测定信号SIN同步地输出将从积分器404输出的计数值进行了累加的计数值。

抽取器406与被测定信号SIN同步地输出将从积分器405输出的计数值按1/R的比例进行了抽取的计数值。

延迟元件407与被测定信号SIN同步地输出使从抽取器406输出的计数值延迟后的计数值。延迟元件407的抽头数为n2。例如，延迟元件407通过n2个寄存器串联连接的移位寄存器来实现。

微分器408输出从抽取器406输出的计数值减去了延迟元件407输出的计数值的计数值。

延迟元件409与被测定信号SIN同步地输出使从微分器408输出的计数值延迟后的计数值。延迟元件409的抽头数为n3。例如，延迟元件409通过n3个寄存器串联连接的移位寄存器来实现。

微分器410输出从微分器408输出的计数值减去了延迟元件409输出的计数值的计数值CT2。

在图14或图15中，例如，抽取比R是固定的，抽头数n1、n2、n3是可变的。抽头数n1、n2、n3存储于存储部220，或者通过处理装置3设定。

如图14或图15这样构成的第一低通滤波器310作为群延迟量根据抽头数n1、n2、n3可变的CIC滤波器发挥功能。CIC是Cascaded Integrator Comb(级联积分梳状)的缩写。

图16是表示第二低通滤波器330的构成例的图。在图16的例子中，第二低通滤波器330具有积分器331、延迟元件332、微分器333以及抽取器334。第二低通滤波器330的各部与第一频率信号CLK1同步地进行动作。

积分器331与第一频率信号CLK1同步地输出将计数值CT3进行了累加的计数值。

延迟元件332与第一频率信号CLK1同步地输出使从积分器331输出的计数值延迟了的计数值。延迟元件332的抽头数为n4。例如，延迟元件332通过n4个寄存器串联连接的移位寄存器来实现。抽头数n4是可变的。抽头数n4存储于存储部220，或者由处理装置3设定。

微分器333输出从积分器331输出的计数值减去了延迟元件332输出的计数值的计数值。

抽取器334与第一频率信号CLK1同步地输出将从微分器333输出的计数值按1/n4的比例进行了抽取的计数值CNT。

这样构成的第二低通滤波器330由于是在利用第一频率信号CLK1对计数值CT3进行重采样的同时进行累加，因此，作为将计数值CT3在其持续时间进行加权的加权移动平均滤波器发挥功能。

这样，第一低通滤波器310与被测定信号SIN同步地进行动作，第二低通滤波器330进行与第一频率信号CLK1同步的重采样，因此，在频率比测定电路202的输入输出中产生非线性特性。因此，在从频率比测定电路202输出的计数值CNT中，包含由该非线性特性引起的振动整流误差。而且，通过调整第一低通滤波器310所具有的延迟元件311或者延迟元件402的抽头数n1、延迟元件315或者延迟元件407的抽头数n2和延迟元件317或者延迟元件409的抽头数n3、以及第二低通滤波器330所具有的延迟元件332的抽头数n4中的至少一个，能够调整该振动整流误差。

图17是用于说明能够调整由频率比测定电路202的输入输出的非线性特性引起的振动整流误差的情况的图。在图17中，示出了被测定信号SIN的周期比基准信号CLK的周期长、计数值CNT的更新周期比被测定信号SIN的周期长的情况的例子，横轴方向对应于时间的经过。在图17中，关于基准信号CLK，利用短的纵线表示上升沿的定时。另外，关于计数值CT1、CT2，利用短的纵线表示值变化的定时。此外，图17以说明振动整流误差的调整机制为目的，为了容易理解，使用简化后的数值。另外，尽管只有在计数值CT1确定后才确定计数值CT2，也记载为在计数值CT1确定之前确定计数值CT2，但是，实际的计数值CT2的运算是在计数值CT1确定后执行。

在图17中，(A)是被测定信号SIN的周期恒定的情况的例子，(B)、(C)、(D)是被测定信号SIN被调频的情况的例子。在(B)、(C)、(D)中，第一低通滤波器310的群延迟量互不相同。为了简单，将基准信号CLK的周期和被测定信号SIN的周期设为单纯的整数比，输入至第一低通滤波器310的计数值CT1以一定的群延迟直接被输出。第二低通滤波器330与第一频率信号CLK1同步地对从第一低通滤波器310输出的计数值CT2被锁存的计数值CT3进行累加，将4次量的累计值作为计数值CNT输出。

在(A)的例子中，计数值CT2始终为4，计数值CNT为4×4＝16。在(B)的例子中，被测定信号SIN被调频，将第一低通滤波器310的群延迟设为0，因此计数值CT2重复5、5、3、3。由于在累加时基于时间进行加权，因此计数值CNT为5×3+3×1＝18，比(A)的计数值CNT大。在(C)的例子中，示出计数值CT2重复5、5、3、3的情况与(B)的例子相同，但在第一低通滤波器310中产生群延迟的情况。在累加时基于时间进行加权，结果计数值CNT为5×2+3×2＝16，成为与(A)的计数值CNT相同的值。在(D)的例子中，示出计数值CT2重复5、5、3、3的情况与(B)及(C)的例子相同，但与(C)的例子相比较在第一低通滤波器310中产生的群延迟大的情况。在(D)的例子中，计数值CNT为5×1+3×3＝14，比(A)的计数值CNT小。

根据使用图17的考察可以定性地理解为，由频率比测定电路202的输入输出的非线性特性引起的振动整流误差根据第一低通滤波器310的群延迟量变化。同样地，由频率比测定电路202的输入输出的非线性特性引起的振动整流误差根据第二低通滤波器330的群延迟量变化。因而，通过控制第一低通滤波器310和第二低通滤波器330的群延迟量，使得由该频率比测定电路202的输入输出的非线性特性引起的振动整流误差与由悬臂谐振产生的振动整流误差呈相反相位，从而能够消除彼此的振动整流误差。第一低通滤波器310的群延迟量能够通过图14或者图15的抽头数n1、n2、n3的设定进行控制。另外，第二低通滤波器330的群延迟量能够通过图16的抽头数n4的设定进行控制。因此，在本实施方式中，存储部220存储作为用于控制第一低通滤波器310的群延迟量和第二低通滤波器330的群延迟量的信息的抽头数n1、n2、n3、n4。

作为一个例子，在图18中示出将抽头数n2、n3、n4固定的情况下的、振动整流误差校正装置2的测定值中包含的振动整流误差对抽头数n1的依赖性。在图18中，横轴是抽头数n1，纵轴是振动整流误差。此外，纵轴的VRE是Vibration Rectification Error(振动整流误差)的缩写。根据图18，例如，若适当地设定抽头数n1，则能够校正振动整流误差使其接近于0。

在图14的构成的第一低通滤波器310中，延迟元件311由使用了移位寄存器的FIFO寄存器实现，因此，当将该FIFO寄存器取出至第一低通滤波器310的外部时，图13的构成的频率比测定电路202成为图19所示的构成，图14的构成的第一低通滤波器310成为图20所示的构成。FIFO是First In First Out(先进先出)的缩写。

在图21中，示出被输入至FIFO寄存器340的计数值CT1和FIFO寄存器340输出的计数值CT1′的时序图的一个例子。在图21的例子中，计数值CT1、CT1′与被测定信号SIN的两个边沿同步地变化。即，在图21的例子中，频率ΔΣ调制电路300及FIFO寄存器340与被测定信号SIN的两个边沿同步地进行动作。事件(Case)1是FIFO寄存器340的级数为2的情况，事件2是FIFO寄存器340的级数为4的情况。

在图19的构成的频率比测定电路202中，若适当地设定与延迟元件311的抽头数n1等价的FIFO寄存器340的级数、第一低通滤波器310的群延迟量以及第二低通滤波器330的群延迟量，则也能够校正振动整流误差使其接近于0。

另一方面，当被输入至物理量传感器200的振动成分包含根据物理量传感器200的结构决定的结构谐振的频率时，发生物理量传感器200的结构谐振。其结果是，物理量传感器200的输出信号包含由该结构谐振引起的信号成分。由结构谐振引起的信号成分不是物理量传感器200设为检测对象的信号，因此希望其不包含在从频率比测定电路202输出的计数值CNT中。因此，在本实施方式中，基于第一低通滤波器310和第二低通滤波器330的截止频率比物理量传感器200的结构谐振所涉及的频率低。例如，第一低通滤波器310的截止频率也可以比物理量传感器200的结构谐振所涉及的频率高，第二低通滤波器330的截止频率也可以比物理量传感器200的结构谐振所涉及的频率低。或者，第一低通滤波器310的截止频率和第二低通滤波器330的截止频率双方可以比物理量传感器200的结构谐振所涉及的频率低。在本实施方式中，物理量传感器200的结构谐振是悬臂谐振。此外，第一低通滤波器310是“第一滤波器”的一个例子，第二低通滤波器330是“第二滤波器”的一个例子。

1-6.振动整流误差校正方法

图22是表示具备图13或图19的构成的频率比测定电路202的振动整流误差校正装置2执行的振动整流误差校正方法的顺序的一个例子的流程图。

如图22所示，首先，在工序S10中，振动整流误差校正装置2使用被测定信号SIN对基准信号CLK进行频率ΔΣ调制，生成频率ΔΣ调制信号。

接着，在工序S20中，振动整流误差校正装置2与被测定信号SIN同步地对基于在工序S10中生成的频率ΔΣ调制信号即计数值CT1的信号进行第一滤波处理。具体地说，具备图13的频率比测定电路202的振动整流误差校正装置2与被测定信号SIN同步地对计数值CT1进行第一滤波处理。另外，具备图19的频率比测定电路202的振动整流误差校正装置2与被测定信号SIN同步地对计数值CT1′进行第一滤波处理。例如，第一滤波处理是低通滤波处理。

接着，在工序S30中，振动整流误差校正装置2与不同步于基准信号CLK的第一频率信号CLK1同步地对基于通过工序S20的第一滤波处理得到的信号即计数值CT2的信号即计数值CT3进行第二滤波处理。第一频率信号CLK1是基于从传感器模块1的外部输入的外部触发信号EXTRG的信号。例如，第二滤波处理是低通滤波处理。

然后，在工序S40中，振动整流误差校正装置2反复进行工序S10、S20、S30，直至将测定结束为止。

1-7.作用效果

如以上所说明的，在第一实施方式的传感器模块1中，在振动整流误差校正装置2中，频率ΔΣ调制电路300使用基于物理量传感器200的输出信号的被测定信号SIN对基准信号CLK进行频率ΔΣ调制，由此生成示出被测定信号SIN与基准信号CLK的频率比的频率ΔΣ调制信号即计数值CT1。而且，在振动整流误差校正装置2中，设置于频率ΔΣ调制电路300的后级的第一低通滤波器310与被测定信号SIN同步地进行动作，设置于第一低通滤波器310的后级的第二低通滤波器330与不同于被测定信号SIN的第一频率信号CLK1同步地进行动作，由此，在计数值CT1与从第二低通滤波器330输出的计数值CNT的关系中产生非线性特性。并且，因为该非线性特性而产生的振动整流误差根据第一低通滤波器310的群延迟量和第二低通滤波器330的延迟量而变化。因而，根据第一实施方式的传感器模块1，在振动整流误差校正装置2中，通过将第一低通滤波器310的群延迟量和第二低通滤波器330的延迟量设定为适当的值，从而使因该非线性特性产生的振动整流误差和因被测定信号SIN的非对称性产生的振动整流误差相互抵消，基于物理量传感器200的输出信号的测定数据即计数值CNT中包含的振动整流误差得到降低。特别是，在振动整流误差校正装置2中，存储部220存储用于控制第一低通滤波器310的群延迟量和第二低通滤波器330的群延迟量的信息，因此通过适当地设定该信息，计数值CNT中包含的振动整流误差得到降低。

另外，在第一实施方式的传感器模块1中，在振动整流误差校正装置2中，从第二低通滤波器330输出的计数值CNT与第一频率信号CLK1同步，因此为了得到与第一频率信号CLK1同步后的数据，在第二低通滤波器330的后级不需要电路规模大的同步电路或负荷大的后处理的运算。因而，根据第一实施方式的传感器模块1，在振动整流误差校正装置2中，为了生成与不同步于基准信号CLK的第一频率信号CLK1同步后的计数值CNT，不需要电路规模大的同步电路或负荷大的运算。

另外，在第一实施方式的传感器模块1中，在振动整流误差校正装置2中，第一频率信号CLK1是基于外部触发信号EXTRG的信号，因此，从第二低通滤波器330输出的计数值CNT与外部触发信号EXTRG同步。因而，根据第一实施方式的传感器模块1，在振动整流误差校正装置2中，为了生成与外部触发信号EXTRG同步后的计数值CNT，不需要电路规模大的同步电路或负荷大的运算。

另外，在第一实施方式的传感器模块1中，振动整流误差校正装置2通过使基于第一低通滤波器310和第二低通滤波器330的截止频率低于物理量传感器200的结构谐振所涉及的频率，从而能够生成将因为物理量传感器200的结构谐振产生的显著的噪声成分降低了的计数值CNT。

2.第二实施方式

以下，关于第二实施方式的传感器模块，对于与第一实施方式相同的构成要素标注相同的附图标记，并省略或简化与第一实施方式重复的说明，主要对与第一实施方式不同的内容进行说明。

在第一实施方式中，第一低通滤波器310的群延迟量的调整分辨率是用被测定信号SIN的周期决定，第二低通滤波器330的群延迟量的调整分辨率是用基于外部触发信号EXTRG的第一频率信号CLK1的周期决定。因而，振动整流误差的校正分辨率由被测定信号SIN的周期和外部触发信号EXTRG的周期中的较短的周期决定。因此，在外部触发信号EXTRG的周期比被测定信号SIN的周期长的情况下，振动整流误差的校正分辨率由于用被测定信号SIN的周期决定，因此有一定的限度。因此，在第二实施方式中，为了提高振动整流误差的校正分辨率，而缩短使第二低通滤波器330动作的第一频率信号CLK1的周期，提高振动整流误差的校正分辨率。

图23是第二实施方式的传感器模块1的功能框图。在图23中，针对与图8同样的构成要素标注有相同的附图标记。与第一实施方式同样，第二实施方式的传感器模块1具备物理量传感器200X、200Y、200Z、以及振动整流误差校正装置2。物理量传感器200X、200Y、200Z的功能和构成与第一实施方式同样，因此省略其说明。

振动整流误差校正装置2包括振荡电路201X、201Y、201Z、频率比测定电路202X、202Y、202Z、微控制单元210、存储部220、接口电路230以及倍增电路240。振荡电路201X、201Y、201Z、微控制单元210、存储部220、接口电路230的功能和构成与第一实施方式同样，因此省略其说明。

倍增电路240对与基准信号CLK不同步的第二频率信号CLK2进行倍增。第二频率信号CLK2是基于从传感器模块1的外部输入的外部触发信号EXTRG的信号。第二频率信号CLK2例如可以是外部触发信号EXTRG其本身，也可以是外部触发信号EXTRG被进行了缓冲的信号。倍增电路240的倍增率可以是2以上的整数。倍增电路240的倍增率也可以被固定。或者，倍增电路240的倍增率也可以是可变的，存储于存储部220，或者通过处理装置3设定。

频率比测定电路202X、202Y、202Z分别被输入与基准信号CLK不同步的第一频率信号CLK1。第一频率信号CLK1是基于倍增电路240的输出信号的信号。第一频率信号CLK1例如可以是倍增电路240的输出信号其本身，也可以是倍增电路240的输出信号被进行了缓冲的信号。并且，频率比测定电路202X、202Y、202Z与第一频率信号CLK1同步，分别输出计数值CNT＿X、CNT＿Y、CNT＿Z。

图24是表示第二实施方式中的频率比测定电路202的构成例的图。在图24中，针对与图13同样的构成要素标注有相同的附图标记。图24所示的频率比测定电路202具备频率ΔΣ调制电路300、第一低通滤波器310、锁存电路320、第二低通滤波器330以及锁存电路350。频率ΔΣ调制电路300、第一低通滤波器310、锁存电路320以及第二低通滤波器330的功能与第一实施方式相同，因此省略其说明。另外，第一低通滤波器310的构成和功能与图14或图15相同，因此省略其图示和说明。另外，第二低通滤波器330的构成和功能若将从抽取器334输出的计数值从CNT变更为CT4，则与图16相同，因此省略其图示和说明。不过，在被输入至锁存电路320和第二低通滤波器330的第一频率信号CLK1是基于倍增电路240的输出信号的信号这一点与作为第一频率信号CLK1是基于外部触发信号EXTRG的信号的第一实施方式不同。

锁存电路350设置于第二低通滤波器330的后级，与第二频率信号CLK2同步地进行动作。具体地说，锁存电路350与第二频率信号CLK2同步地锁存从第二低通滤波器330输出的计数值CT4，作为计数值CNT进行保持。该锁存电路350所保持的计数值CNT被输出至微控制单元210。第二频率信号CLK2是基于外部触发信号EXTRG的信号，因此计数值CNT是与外部触发信号EXTRG同步后的计数值。

在图14的构成的第一低通滤波器310中，延迟元件311能用使用移位寄存器的FIFO寄存器实现，因此当将该FIFO寄存器取出至第一低通滤波器310的外部时，图24的构成的频率比测定电路202成为图25所示的构成，图14的构成的第一低通滤波器310成为图20所示的构成。

在第二实施方式中，第一低通滤波器310的群延迟量的调整分辨率用被测定信号SIN的周期决定，第二低通滤波器330的群延迟量的调整分辨率用基于倍增电路240的输出信号的第一频率信号CLK1的周期决定。因而，通过使第一频率信号CLK1的周期比被测定信号SIN的周期短，从而振动整流误差的校正分辨率用第一频率信号CLK1的周期决定，因此得以实现比第一实施方式高的校正分辨率。因此，在第二实施方式中，倍增电路240的低倍率被设定为第一频率信号CLK1的频率比被测定信号SIN的频率高。另外，基准信号CLK的频率由于比被测定信号SIN的频率高，因此为了进一步提高振动整流误差的校正分辨率，优选第一频率信号CLK1的频率比基准信号CLK的频率高。

图26是表示由具备图24或图25的构成的频率比测定电路202的振动整流误差校正装置2执行的振动整流误差校正方法的顺序的一个例子的流程图。

如图26所示，首先，在工序S110中，振动整流误差校正装置2使用被测定信号SIN对基准信号CLK进行频率ΔΣ调制，生成频率ΔΣ调制信号。

接着，在工序S120中，振动整流误差校正装置2与被测定信号SIN同步地，对基于在工序S110中生成的频率ΔΣ调制信号即计数值CT1的信号进行第一滤波处理。具体地说，具备图24的频率比测定电路202的振动整流误差校正装置2与被测定信号SIN同步地对计数值CT1进行第一滤波处理。另外，具备图25的频率比测定电路202的振动整流误差校正装置2与被测定信号SIN同步地对计数值CT1′进行第一滤波处理。例如，第一滤波处理是低通滤波处理。

另外，在工序S130中，振动整流误差校正装置2对与基准信号CLK不同步的第二频率信号CLK2进行倍增处理。第二频率信号CLK2是基于从传感器模块1的外部输入的外部触发信号EXTRG的信号。

接着，在工序S140中，振动整流误差校正装置2与不同步于基准信号CLK的第一频率信号CLK1同步地对基于通过工序S120的第一滤波处理得到的信号即计数值CT2的信号即计数值CT3进行第二滤波处理。第一频率信号CLK1是基于通过工序S130的倍增处理得到的信号的信号。第一频率信号CLK1的频率优选比基准信号CLK的频率高。例如，第二滤波处理是低通滤波处理。

接着，在工序S150中，振动整流误差校正装置2与第二频率信号CLK2同步地对基于通过工序S140的第二滤波处理得到的信号即计数值CT4的信号进行锁存处理。

然后，在工序S160中，振动整流误差校正装置2反复进行工序S110、S120、S130、S140、S150，直至将测定结束为止。

如以上所说明的，在第二实施方式的传感器模块1中，在振动整流误差校正装置2中，频率ΔΣ调制电路300使用基于物理量传感器200的输出信号的被测定信号SIN对基准信号CLK进行频率ΔΣ调制，由此生成示出被测定信号SIN与基准信号CLK的频率比的频率ΔΣ调制信号即计数值CT1。而且，在振动整流误差校正装置2中，设置于频率ΔΣ调制电路300的后级的第一低通滤波器310与被测定信号SIN同步地进行动作，设置于第一低通滤波器310的后级的第二低通滤波器330与不同于被测定信号SIN的第一频率信号CLK1同步地进行动作，由此在计数值CT1和从第二低通滤波器330输出的计数值CT4以及从锁存电路350输出的计数值CNT的关系中产生非线性特性。并且，因为该非线性特性产生的振动整流误差根据第一低通滤波器310的群延迟量和第二低通滤波器330的延迟量而变化。因而，根据第二实施方式的传感器模块1，在振动整流误差校正装置2中，通过将第一低通滤波器310的群延迟量和第二低通滤波器330的延迟量设定为适当的值，从而因为该非线性特性产生的振动整流误差与因为被测定信号SIN的非对称性产生的振动整流误差相互抵消，得以降低基于物理量传感器200的输出信号的测定数据即计数值CNT中包含的振动整流误差。特别是，在振动整流误差校正装置2中，存储部220存储用于控制第一低通滤波器310的群延迟量和第二低通滤波器330的群延迟量的信息，因此通过适当地设定该信息，从而得以降低计数值CNT中包含的振动整流误差。

特别是，在第二实施方式的传感器模块1中，在振动整流误差校正装置2中，通过使基于倍增电路240的输出信号的第一频率信号CLK1的频率高于基准信号CLK的频率，从而第二低通滤波器的群延迟量的调整分辨率变高，能够提高振动整流误差的校正分辨率。因而，根据第二实施方式的传感器模块1，在振动整流误差校正装置2中，通过将第一低通滤波器310的群延迟量和第二低通滤波器330的延迟量设定为适当的值，从而得以进一步降低计数值CNT中包含的振动整流误差。

另外，在第二实施方式的传感器模块1中，在振动整流误差校正装置2中，从锁存电路350输出的计数值CNT与第二频率信号CLK2同步，因此为了得到与第二频率信号CLK2同步后的数据，在第二低通滤波器330的后级不需要电路规模大的同步电路或负荷大的后处理的运算。因而，根据第二实施方式的传感器模块1，在振动整流误差校正装置2中，为了生成与不同步于基准信号CLK的第二频率信号CLK2同步后的计数值CNT，不需要电路规模大的同步电路或负荷大的运算。

另外，在第二实施方式的传感器模块1中，在振动整流误差校正装置2中，第二频率信号CLK2是基于外部触发信号EXTRG的信号，因此从锁存电路350输出的计数值CNT与外部触发信号EXTRG同步。因而，根据第二实施方式的传感器模块1，在振动整流误差校正装置2中，为了生成与外部触发信号EXTRG同步后的计数值CNT，不需要电路规模大的同步电路或负荷大的运算。

另外，在第二实施方式的传感器模块1中，振动整流误差校正装置2通过使基于第一低通滤波器310和第二低通滤波器330的截止频率比物理量传感器200的结构谐振所涉及的频率低，从而能够生成将因为物理量传感器200的结构谐振产生的显著的噪声成分降低后的计数值CNT。

3.变形例

本发明不限于本实施方式，能在本发明的要旨范围内实施各种变形。

例如，在上述各实施方式中，第一频率信号CLK1是基于外部触发信号EXTRG的信号，但也可以不是基于外部触发信号EXTRG的信号。例如，如图27所示，振动整流误差校正装置2也可以还具备产生第一频率信号CLK1的频率信号发生电路250。另外，例如，如图28所示，振动整流误差校正装置2也可以还具备产生第二频率信号CLK2的频率信号发生电路250，倍增电路240也可以输出将频率信号发生电路250所产生的第二频率信号CLK2倍增后的第一频率信号CLK1。

另外，例如，在上述的第二实施方式中，在从第二低通滤波器330输出的计数值CT4的更新周期与第二频率信号CLK2的周期一致的情况下，也可以没有锁存电路350。同样地，在图26的流程图中，在通过工序S140的第二滤波处理得到的信号的更新周期与第二频率信号CLK2的周期一致的情况下，也可以没有工序S150。

另外，例如，在上述各实施方式中，传感器模块1分别具有三个物理量传感器200和频率比测定电路202，但传感器模块1所具有的物理量传感器200的数量和频率比测定电路202的数量也可以分别是一个、两个或四个以上。

另外，在上述各实施方式中，作为物理量传感器200列举了具备加速度传感器的传感器模块1为例，但传感器模块1作为物理量传感器200也可以具备角速度传感器、压力传感器、光学传感器等传感器。另外，传感器模块1也可以具备加速度传感器、角速度传感器、压力传感器、光学传感器等各种物理量传感器中的两种以上的物理量传感器。

另外，在上述各实施方式中，作为物理量传感器200所具有的物理量检测元件40列举了使用水晶构成的元件为例，但物理量检测元件40也可以使用水晶以外的压电元件来构成，也可以是静电电容型的MEMS元件。MEMS是Micro Electro Mechanical Systems(微机电系统)的缩写。

另外，在上述各实施方式中，作为第一滤波器列举了第一低通滤波器310为例，作为第二滤波器列举了第二低通滤波器330为例，但第一滤波器和第二滤波器也可以是高通滤波器、带通滤波器或平滑化滤波器。同样地，第一滤波处理和第二滤波处理除了低通滤波处理以外，也可以是高通滤波处理、带通滤波处理或平滑化滤波处理。

上述实施方式和变形例是一个例子，并不限定于此。例如，也能将各实施方式和各变形例适当地组合。

本发明包括与实施方式中说明过的构成实质上相同的构成，例如功能、方法以及结果相同的构成、或者目的及效果相同的构成。另外，本发明包括将实施方式中说明过的构成的非本质部分替换后的构成。另外，本发明包括发挥与实施方式中说明过的构成相同的作用效果的构成或者能够实现相同目的的构成。另外，本发明包括对实施方式中说明过的构成附加公知技术而成的构成

能从上述实施方式和变形例导出以下内容。

振动整流误差校正装置的一方式具备：

基准信号发生电路，输出基准信号；

频率ΔΣ调制电路，使用被测定信号对所述基准信号进行频率ΔΣ调制，生成频率ΔΣ调制信号；

第一滤波器，设置于所述频率ΔΣ调制电路的后级，与所述被测定信号同步地进行动作；以及

第二滤波器，设置于所述第一滤波器的后级，与不同步于所述基准信号的第一频率信号同步地进行动作。

在该振动整流误差校正装置中，通过频率ΔΣ调制电路使用被测定信号对基准信号进行频率ΔΣ调制，从而生成示出被测定信号与基准信号的频率比的频率ΔΣ调制信号。而且，在该振动整流误差校正装置中，设置于频率ΔΣ调制电路的后级的第一滤波器与被测定信号同步地进行动作，设置于第一滤波器的后级的第二滤波器与不同于被测定信号的第一频率信号同步地进行动作，由此在频率ΔΣ调制信号与第二滤波器的输出信号的关系中产生非线性特性。并且，因为该非线性特性产生的振动整流误差根据第一滤波器的群延迟量和第二滤波器的延迟量变化。因而，根据该振动整流误差校正装置，通过将第一滤波器的群延迟量和第二滤波器的延迟量设定为适当的值，从而因为该非线性特性产生的振动整流误差与因为被测定信号的非对称性产生的振动整流误差相互抵消，第二滤波器的输出数据中包含的振动整流误差得到降低。

另外，在该振动整流误差校正装置中，第二滤波器的输出数据与第一频率信号同步，因此，为了得到与第一频率信号同步后的数据，在第二滤波器的后级不需要电路规模大的同步电路或负荷大的后处理的运算。因而，根据该振动整流误差校正装置，为了生成与不同步于基准信号的第一频率信号同步后的数据，不需要电路规模大的同步电路或负荷大的运算。

在所述振动整流误差校正装置的一方式中也可以是，

所述第一频率信号是基于外部触发信号的信号。

根据该振动整流误差校正装置，第二滤波器的输出数据与外部触发信号同步，因此为了生成与外部触发信号同步后的数据，不需要电路规模大的同步电路或负荷大的运算。

所述振动整流误差校正装置的一方式也可以是，

具备将与所述基准信号不同步的第二频率信号倍增的倍增电路，

所述第一频率信号是基于所述倍增电路的输出信号的信号，

所述第一频率信号的频率比所述基准信号的频率高。

在该振动整流误差校正装置中，基于倍增电路的输出信号的第一频率信号的频率比基准信号的频率高，因此第二滤波器的群延迟量的调整分辨率变高，能够提高振动整流误差的校正分辨率。因而，根据该振动整流误差校正装置，通过将第一滤波器的群延迟量和第二滤波器的延迟量设定为适当的值，得以进一步降低第二滤波器的输出数据中包含的振动整流误差。

所述振动整流误差校正装置的一方式也可以是，

具备锁存电路，所述锁存电路设置于所述第二滤波器的后级，与所述第二频率信号同步地进行动作。

根据该振动整流误差校正装置，能够不需要电路规模大的同步电路或负荷大的运算地生成与不同步于基准信号的第二频率信号同步后的数据。

在所述振动整流误差校正装置的一方式中也可以是，

所述第二频率信号为基于外部触发信号的信号。

根据该振动整流误差校正装置，锁存电路的输出数据与外部触发信号同步，因此为了生成与外部触发信号同步后的数据，不需要电路规模大的同步电路或负荷大的运算。

所述振动整流误差校正装置的一方式也可以是，

具备存储部，所述存储部存储用于控制所述第一滤波器的群延迟量和所述第二滤波器的群延迟量的信息。

根据该振动整流误差校正装置，通过适当地设定用于控制存储于存储部的第一滤波器的群延迟量和所述第二滤波器的群延迟量的信息，从而得以降低输出数据中包含的振动整流误差。

在所述振动整流误差校正装置的一方式中也可以是，

所述被测定信号是基于物理量传感器的输出信号的信号。

根据该振动整流误差校正装置，能够降低基于物理量传感器的输出信号的测定数据的振动整流误差。

在所述振动整流误差校正装置的一方式中也可以是，

基于所述第一滤波器和所述第二滤波器的截止频率比所述物理量传感器的结构谐振所涉及的频率低。

根据该振动整流误差校正装置，能够通过第一滤波器和第二滤波器降低因为物理量传感器的结构谐振产生的显著的噪声成分。

传感器模块的一方式是，具备：

所述振动整流误差校正装置的一方式；以及

所述物理量传感器。

根据该传感器模块，通过具备振动整流误差校正装置，从而能够生成振动整流误差得到降低的测定数据。

振动整流误差校正方法的一方式包括：

使用被测定信号对基准信号进行频率ΔΣ调制并生成频率ΔΣ调制信号的工序；

与所述被测定信号同步地对基于所述频率ΔΣ调制信号的信号进行第一滤波处理的工序；以及

与不同步于所述基准信号的第一频率信号同步地对基于通过所述第一滤波处理得到的信号的信号进行第二滤波处理的工序。

在该振动整流误差校正方法中，使用被测定信号对基准信号进行频率ΔΣ调制，从而生成示出被测定信号与基准信号的频率比的频率ΔΣ调制信号。而且，在该振动整流误差校正方法中，与被测定信号同步地进行第一滤波处理，与不同于被测定信号的第一频率信号同步地进行第二滤波处理，从而在频率ΔΣ调制信号与通过第二滤波处理得到的信号的关系中产生非线性特性。并且，因为该非线性特性产生的振动整流误差根据第一滤波处理的群延迟量和第二滤波处理的延迟量变化。因而，根据该振动整流误差校正方法，通过将第一滤波处理的群延迟量和第二滤波处理的延迟量设定为适当的值，由此因为该非线性特性产生的振动整流误差与因为被测定信号的非对称性产生的振动整流误差相互抵消，得以降低通过第二滤波处理得到的信号中包含的振动整流误差。

另外，在该振动整流误差校正方法中，通过第二滤波处理得到的信号与第一频率信号同步，因此为了得到与第一频率信号同步后的数据，在第二低通滤波处理之后不需要负荷大的后处理的运算。因而，根据该振动整流误差校正方法，为了生成与不同步于基准信号的第一频率信号同步后的数据，不需要负荷大的运算。

所述振动整流误差校正方法的一方式也可以是，

包含对与所述基准信号不同步的第二频率信号进行倍增处理的工序，

所述第一频率信号是基于通过所述倍增处理得到的信号的信号，

所述第一频率信号的频率比所述基准信号的频率高。

在该振动整流误差校正方法中，基于通过倍增处理得到的信号的第一频率信号的频率比基准信号的频率高，因此第二滤波处理的群延迟量的调整分辨率变高，能够提高振动整流误差的校正分辨率。因而，根据该振动整流误差校正方法，通过将第一滤波处理的群延迟量和第二滤波处理的延迟量设定为适当的值，从而通过第二滤波处理得到的信号中包含的振动整流误差进一步得到降低。