一种电感电容测量装置

技术领域

本发明属于电感电容测量设备技术领域，具体地说是一种电感电容测量装置。

背景技术

电感：当线圈通过电流后，在线圈中形成磁场感应，感应磁场又会产生感应电流来抵制通过线圈中的电流；电容：电容器所带电量Q与电容器两极间的电压U的比值，叫电容器的电容，为了保证电网有功与无功实时平衡，不可避免地要频繁投切电容器和电抗器，频繁地投切操作，会在电容器和电抗器上产生过电流与过电压冲击，造成电容器和电抗器带缺陷运行，严重时甚至烧坏设备，为此电力运维单位应经常对无功补偿电容器、电抗器进行诊断测量。

目前，常规电容检测装置是将电容器拆分后单独测量，这样操作虽然可以对电感电容进行测量，但是由于装置内部布线的阻抗和接触电阻，导致其测量频率的误差较高，且测量速度较差，进而导致测量精度较差。

为此，本领域技术人员提出了一种电感电容测量装置来解决背景技术提出的问题。

发明内容

为了解决上述技术问题，本发明提供一种电感电容测量装置，以解决现有技术中装置内部布线的阻抗和接触电阻，导致其测量频率的误差较高，且测量速度较差，进而导致测量精度较差等问题。

一种电感电容测量装置，包括电感电容测量系统和电感电容测量方法，所述电感电容测量系统由激励信号生成电路、模拟信号调理电路、信号采集与处理核心板、TFT显示和键盘输入构成。

优选的，所述电感电容测量系统基于平衡电桥四线法测量原理，以C2000系列的TMS320F28379D处理器为核心。

优选的，所述平衡电桥四线法测量原理通过采用DDS产生电桥测量电路的正弦激励信号，被测电感或电容通过四线法测试夹接入自动平衡电桥，电桥输出经过信号调理电路的滤波、放大及电平抬升，转换为匹配DSP处理器模数转换电平要求的信号。

优选的，所述四线法为开尔文四线法，该测试方法用两测试线将恒定电流流过接插件接触电阻将电阻信号转变为电压信号，再通过两测试线测试接插件接触电阻两端的电压，电压值不受四线导线线阻的影响，可以有效减小测量误差。据此方法算出阻抗模、阻抗角，根据公式计算得出题目要求的C、D、L、Q等参数。

优选的，所述C2000系列的TMS320F28379D处理器是通过采用C2000系列的TMS320F28379D的MCU开发。

优选的，所述电感电容测量方法包括以下步骤：

S1、首先采用DSP片内ADC对电桥信号(待测元件两端信号)进行双通道同步采样，获取被测器件的电压、电流矢量信号离散序列；

S2、接着再利用DSP突出的数字信号运算能力，通过FFT运算得到电压和电流信号的幅值、相位信息；

S3、最后计算电容的容值、D值或电感的感值、Q值。

优选的，在S1中，所述获取被测器件的电压、电流矢量信号离散序列是通过使用四段开尔文测试夹夹住待测元器件使其接入电路。

优选的，在S3中，所述FFT运算的具体计算方案如下：配置MCU进行同步采样待测元件两端信号，将采集的信号进行FFT计算分析对应测试频率的信号的幅值与相位，得到待测元件的阻抗模|Z|以及阻抗角α；对应不同类型的等效模型推导得出Cs,Cp,Ls,Lp:

由电容串联等效模型推出电容值公式如下：

Cs＝1/w*sinα*|Z|(1-1)

由电容并联等效模型推出电容值公式如下：

Cp＝tanα/(w*|Z|*cosα*(1+tanα*tanα))(1-2)

由电感串联等效模型推出电容值公式如下：

Ls＝sinα*|Z|/w (1-3)

由电感并联等效模型推出电容值公式如下：

Lp＝|Z|*cosα*(1+tanα*tanα)/(w*tanα)(1-4)。

优选的，在S3中，所述D值等于阻抗角正切值的倒数，所述Q值等于阻抗角的正切值。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

本发明通过采用平衡电桥和四线法，结合DSP的数据运算能力，实现了1nF～100nF范围电容的容值和D值，容值测量相对误差小于2％，D值测量相对误差小于3％；实现了10μH～100μH范围电感的感值和Q值，感值测量相对误差小于2.5％，Q值测量相对误差小于2.5％。在此基础上，实现了对电容串联模型Cs、并联模型Cp以及电感串联模型Ls、并联模型Lp的测量,测量相对误差均小于2.5％。本装置仍可以通过更换输入阻抗更大、增益带宽积更宽的运算放大器，作为负载两端的差分输出，可以有效地拓展测量频率及减少误差。综上所述，相比其他设计，本装置采用四线法测量方案，电流电极和电压电极的分离，消除了内部布线的阻抗和接触电阻，具备更高的测量精度，以及更快的测量速度。

附图说明

图1为本发明的系统总体架构图；

图2为本发明的跟随隔离与缓冲器架构图；

图3为本发明的开尔文四线电路架构图；

图4为本发明的信号调理电路架构图；

图5为本发明的测量显示系统程序流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明的实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不能用来限制本发明的范围。

如图1至图5所示：

实施例：本发明提供一种电感电容测量装置，包括电感电容测量系统和电感电容测量方法，所述电感电容测量系统由激励信号生成电路、模拟信号调理电路、信号采集与处理核心板、TFT显示和键盘输入构成。

具体的，所述电感电容测量系统基于平衡电桥四线法测量原理，以C2000系列的TMS320F28379D处理器为核心，所述C2000系列的TMS320F28379D处理器是通过采用C2000系列的TMS320F28379D的MCU开发，且所述平衡电桥四线法测量原理通过采用DDS产生电桥测量电路的正弦激励信号，被测电感或电容通过四线法测试夹接入自动平衡电桥，电桥输出经过信号调理电路的滤波、放大及电平抬升，转换为匹配DSP处理器模数转换电平要求的信号。

具体的，所述四线法为开尔文四线法，该测试方法用两测试线将恒定电流流过接插件接触电阻将电阻信号转变为电压信号，再通过两测试线测试接插件接触电阻两端的电压，电压值不受四线导线线阻的影响，可以有效减小测量误差。据此方法算出阻抗模、阻抗角，根据公式计算得出题目要求的C、D、L、Q等参数。

优选的，所述电感电容测量方法包括以下步骤：

S1、首先采用DSP片内ADC对待测元件两端信号进行双通道同步采样，获取被测器件的电压、电流矢量信号离散序列，所述获取被测器件的电压、电流矢量信号离散序列是通过使用四段开尔文测试夹夹住待测元器件使其接入电路；

S2、接着再利用DSP突出的数字信号运算能力，通过FFT运算得到电压和电流信号的幅值、相位信息；

S3、最后计算电容的容值、D值或电感的感值、Q值，所述D值等于阻抗角正切值的倒数，所述Q值等于阻抗角的正切值。

具体的，在S3中，所述FFT运算的具体计算方案如下：配置MCU进行同步采样待测元件两端信号，将采集的信号进行FFT计算分析对应测试频率的信号的幅值与相位，得到待测元件的阻抗模|Z|以及阻抗角α；对应不同类型的等效模型推导得出Cs,Cp,Ls,Lp:

由电容串联等效模型推出电容值公式如下：

Cs＝1/w*sinα*|Z| (1-1)

由电容并联等效模型推出电容值公式如下：

Cp＝tanα/(w*|Z|*cosα*(1+tanα*tanα)) (1-2)

由电感串联等效模型推出电容值公式如下：

Ls＝sinα*|Z|/w(1-3)

由电感并联等效模型推出电容值公式如下：

Lp＝|Z|*cosα*(1+tanα*tanα)/(w*tanα) (1-4)。

下面结合附图和上述实施例对该电感电容测量装置进行进一步的描述。

1、电感电容测量装置方案分析

(1)测量电容电感方案如下：

方案一：采用自动平衡电桥法，现代阻抗测量一般采用此方法，利用运算放大器的虚地电路实现比较电桥自动平衡，通过采集矢量电压和矢量电流，计算出待测元件电路的矢量阻抗：阻抗模、阻抗角。得出矢量阻抗后，通过代入公式计算可以得出并显示题目要求的C、D、L、Q等参数；

方案二：制作Q表，采用扫频的方式找到谐振电路谐振频率，通过公式求出参数；

方案三：开尔文四线法，该测试方法用两测试线将恒定电流流过接插件接触电阻将电阻信号转变为电压信号，再通过两测试线测试接插件接触电阻两端的电压，电压值不受四线导线线阻的影响，可以有效减小测量误差。据此方法算出阻抗模、阻抗角，根据公式计算得出题目要求的C、D、L、Q等参数；

通过对上述方案进行比对，且由于本发明测量的是小电容、小电感，且精度要求在5％之内，因此方案一的两线法无法避免电路自身电阻带来的影响，方案二面对高Q值的电感无法精准找出谐振点，无法满足精度要求。故选择方案三使用开尔文四线法进行测量，尽可能减少模拟电路带来的误差，并且测量速度快，满足题目要求。

(2)MCU的选择方案如下：

方案一：使用MSP432系列的MCU，该系列MCU基于ARM Cortex M4F内核，E系列主频120M，采样率2MSPS，具有DMA；

方案二：使用TIVA系列的MCU，120M主频下的ADC最高采样率1Msps，采样率无法满足题目的需求；

方案三：采用C2000系列的TMS320F28379D的MCU开发，其ADC采样率可达3.5Msps，且具备DMA和硬件乘法器，进行傅里叶变换速度较快。

通过对上述方案进行比对，且由于本发明对测量时间有要求，因此选择主频更高的C2000系列TMS320F28379D，它既具有一般DSP芯片的高速运算和信号处理能力，又与MCU一样在片内集成了丰富的外设，适用于高性能数字控制系统。

待测元件接入方式的选择方案如下:

方案一：将待测元件插入弹簧式接线端子中接入电路；

方案二：使用鳄鱼夹夹住待测元件使其接入电路；

方案三：使用四段开尔文测试夹夹住待测元器件使其接入电路。

通过对上述方案进行比对，且为了保证装置的稳定性以及除去线路自带电阻带来的影响，故而选择方案三。

2、系统方案设计

该系统有C2000系列的TMSF32028379D LaunchPad、屏幕显示、开尔文四线测量电路、信号调理部分，总体方案如图1；有图1可知，DDS激励信号、有源录波器、跟随器+BUF634和四线法测量电路依次连接，所述四线法夹具、电容电感档位切换和四线法测量电路依次连接，四线法夹具用于夹具测量电容电感，所述滤波、放大、直流抬升通过两路模拟信号调理与四线法测量电路连接，所述滤波、放大、直流抬升、TMSF32028379D和IPS屏幕显示依次连接，所述TMSF32028379D通过按键控制与电容电感档位切换连接，所述IPS屏幕显示用于显示测量结果；

由上可知，利用DDS输出一定频率、幅值的激励信号到四线法测量电路中，其中跟随器+BUF634电路是增大激励信号的驱动能力，被测元件通过四线法夹具系统屏幕率刷新较快，并实现全程自动测量，无需人工切换通道或采样率等。

3、电容电感值的测量分析

结合实施例且由于本发明要求得出，电容值只能在固定频率下进行测量，因此选择依据电容电感的阻抗矢量图来进行公式推导求出电容电感值。因此我们需要对阻抗模与阻抗角进行计算与分析，具体计算方案如下：

配置MCU进行同步采样待测元件两端信号，将采集的信号进行FFT计算分析对应测试频率的信号的幅值与相位，得到待测元件的阻抗模|Z|以及阻抗角α。对应不同类型的等效模型推导得出Cs,Cp,Ls,Lp:

由电容串联等效模型推出电容值公式如下：

Cs＝1/w*sinα*|Z| (1-1)

由电容并联等效模型推出电容值公式如下：

Cp＝tanα/(w*|Z|*cosα*(1+tanα*tanα))(1-2)

由电感串联等效模型推出电容值公式如下：

Ls＝sinα*|Z|/W(1-3)

由电感并联等效模型推出电容值公式如下：

Lp＝|Z|*cosα*(1+tanα*tanα)/(w*tanα)(1-4)。

4、D、Q值的测量分析

Q值等于阻抗角的正切值，D值等于阻抗角正切值的倒数。但是对于LCR电桥来说，其品质因数和耗散系数是通过阻抗模的sin分量x

假定Q＝100则R为XL/100，可见，ESR在Z＝ESR+j*X中R占的分量比较小，所以仪器或测量环境引起R微弱的变化都会被放大100倍，反应出的现象就是：Q值稳定性不好或测量数据跳动较大。

由于原始数据的微弱变化会到时Q、D值跳动较大，无法使得测量结果稳定，不利于装置进行校准。为了使得测量数据可以稳定复现，降低随机噪声对测量数据的扰动，提升测试数据的信噪比，系统采取对变量阻抗模|Z|以及阻抗角α进行指数加权平均的方案，调整新的测量数据对测量结果的影响程度，避免测量值出现较大的异常跳变，使得测量结果变化的更加平稳。指数加权平均的计算公式如(1-5)所示：

Vt＝β*Vt-1+(1-β)*θt (1-5)

由上可知，经过理论计算和测试分析，最终将β值设置为0.99，测量结果稳定，跳动较小，可以与测试仪器进行校准。

5、开尔文四线法电路设计

5.1、跟随隔离与缓冲器设计

结合图2可得，受限于运算放大器的驱动电流有限，电流过小则使得负载端从而影响测量，因此接入开尔文四线电路之前需要增大驱动的的能力，通过采用低噪声5.1nV/√Hz、GBW为11MHz的JFET精密运算放大器作为跟随器，其输入阻抗10^13Ω、7pF，同时加入250mA的高速缓冲器BUF634加大驱动负载电流。

5.2、开尔文四线电路设计

结合图3可知，通过不同的RS电阻阻值，进行切换测量电容、电感挡位。四线使用BNC接口，同时为保证测试器件为高阻输入使用两片INA333仪表放大器进行放大，使用两片OPA2140对BNC的屏蔽层进行处理，减少信号的干扰。

6、信号调理电路设计

结合图4可知，信号调理电路添加直流偏置，使得负载两端电压是TMS320F28379D的ADC外设采集的范围，采用低噪声1.1nV/√Hz、GBW为45MHz的双运放OPA2211作为跟随器隔离、REF3030作为Vref抬升直流电压。

7、软件流程

结合图5可知，软件部分主要分为：数据采集、数据处理、按键检测、显示控制，四个部分。为了充分发挥本套系统主控TMS320F28379D的双核性能，由TMS320F28379D的CPU1进行数据采集、数据处理和按键检测，CPU2控制屏幕显示。CPU1和CPU2间进行IPC通信。

TMS320F28379D的CPU1控制ADCA、ADCB进行同步采样，两路各采集1024点数据，两路ADC选择同一触发源并选择GPIO触发，通过SI5351产生512kHz的方波触发ADC采样。

在采集完两路1024点数据后，在CPU1利用TMS320F28379D的FPU1对ADCA采集的数据进行1024点FFT的同时，利用TMS320F28379D的CLA1，控制率加速器，并行地对ADCB采集的数据也进行1024点FFT，分别求出测试频率下的信号的幅度和相位，通过公式计算出被测元件两端电压信号的幅度和流过负载的电流，进而求出被测元件的阻抗以及电压信号和电流信号的相位差。从而利用阻抗和相位差计算Cs、Cp、D、Ls、Lp、Q参数。

8、测试方法与结果

8.1、测试方法

将待测元件接入装置进行测量，结果与自备商用仪器进行对比，得到如下测试结果(如表1和表2)：

表1电容Cs、D值测试数据(1KHZ)

表2电感Ls、Q值测试数据(1KHZ)

由上可知，该该设备经与仪器校准后，误差均在3％以内，符合本发明要求。

综上所述：本发明通过采用平衡电桥和四线法，结合DSP的数据运算能力，实现了1nF～100nF范围电容的容值和D值，容值测量相对误差小于2％，D值测量相对误差小于3％；实现了10μH～100μH范围电感的感值和Q值，感值测量相对误差小于2.5％，Q值测量相对误差小于2.5％。在此基础上，实现了对电容串联模型Cs、并联模型Cp以及电感串联模型Ls、并联模型Lp的测量,测量相对误差均小于2.5％。本系统仍可以通过更换输入阻抗更大、增益带宽积更宽的运算放大器，作为负载两端的差分输出，可以有效地拓展测量频率及减少误差。综上所述，相比其他设计，本系统采用四线法测量方案，电流电极和电压电极的分离，消除了内部布线的阻抗和接触电阻，具备更高的测量精度，以及更快的测量速度，实现发明所需功能与目标。

本发明的实施例是为了示例和描述起见而给出的，尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。