一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路及控制方法

技术领域

本发明属于电力电子领域，更具体地，涉及一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路及控制方法。

背景技术

近年来，随着电力电子技术理论和半导体制造工艺水平的快速发展，高频化、高功率密度成为电力电子装置的发展方向。开关频率提高可以减小电容、电感等无源器件的尺寸，从而减小装置体积、提升功率密度。然而，驱动的开关损耗和栅极驱动损耗随着开关频率的提高成比例的增加，也就需要更大的驱动电源模块，直接导致了驱动电路功率密度的降低，成为限制系统功率密度的重要原因。现有的一体化谐振驱动电路虽然能够将功率器件输入电容的能量循环利用以降低驱动损耗，但是受隔离变压器的限制，其输出电压占空比只能为固定值50％。当输出电压占空比改变时，由于变压器所加正负电压时长的不对称，势必会导致变压器的磁通向一个方向积累而饱和，从而影响驱动的正常工作。这就大大限制了隔离谐振驱动电路的使用场合。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路，输出驱动电压的占空比能够跟随输入PWM开关信号的占空比改变，旨在解决现有谐振驱动电路占空比固定导致应用场合受限的技术问题。

为实现上述目的，本发明提供了一种占空比可调节的一体化谐振驱动电路，包括全桥控制电路、高频隔离变压器T

所述全桥控制电路包括一个直流电压源V

所述高频隔离变压器T

所述占空比控制电路包括四个开关管，第五开关管S

所述被驱动功率管Q的输入电容由电容C

输入直流电压经过隔离变压器T

进一步地，两段正压与两段负压的时长相同，保证隔离变压器T

进一步地，全桥控制电路的两个正压阶段及两个负压阶段分别对应一个开关周期T

占空比控制电路的两个双向开关互补导通，所以某一时刻仅有一个副边绕组工作，输出驱动电压等于该副边绕组的感应电压，双向开关的切换发生在两段正压或两段负压之间，使隔离变压器T

进一步地，输入电容C

进一步地，所述原边绕组L

进一步地，所述谐振电感L

进一步地，所述八个开关管S

本发明另一方面提供了一种基于上述占空比可调节的一体化谐振驱动电路的控制方法，用于控制上述占空比可调的谐振驱动电路，详细介绍如下：

步骤1：第一开关管S

步骤2：第一开关管S

步骤3：第二开关管S

步骤4：第二开关管S

步骤5：进入控制周期T

步骤6：步骤5期间，第五开关管S

进一步地，第一开关管S

本发明又一方面提供了一种基于上述占空比可调节的一体化谐振驱动电路的控制方法，用于控制上述占空比可调的谐振驱动电路，详细介绍如下：步骤1：第一开关管S

步骤2：第一开关管S

步骤3：第二开关管S

步骤4：第一开关管S

步骤5：第七开关管S

其中，第三开关管S

进一步地，所述T

进一步地，所述d为输入PWM信号的占空比，也是输出电压v

进一步地，所述t

通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得以下有益效果：

(1)本发明利用隔离变压器的漏感与被驱动开关管的输入电容谐振，循环利用输入电容中储存的能量，降低开关损耗和所需的驱动功率，同时无需添加外部谐振电感，有助于减小驱动的体积。

(2)本发明使用一个具有两个副边绕组的隔离变压器，通过两个双向开关控制使两个副边绕组交替工作，以改变输出电压的占空比，同时使隔离变压器的磁通平衡，避免磁芯的饱和。

(3)本发明采用一体化的驱动架构，使用隔离变压器同时进行控制信号与驱动能量的传输，使驱动电路更加紧凑提升功率密度。

附图说明

图1为本发明提供的占空比可调节的一体化谐振驱动电路的拓扑图；

图2为本发明提供的占空比可调节的一体化谐振驱动电路的等效损耗模型图；

图3为本发明中被驱动功率管Q开通的驱动电压波形图；

图4为本发明提供的占空比可调节的一体化谐振驱动电路控制方法1的驱动开关时序图；

图5为本发明提供的控制方法2的驱动开关时序图；

图6至图13分别为本发明实施例的8个开关模态示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间不构成冲突就可以相互组合。

如图1所示，一种占空比可调的一体化谐振驱动电路，包括全桥控制电路，隔离变压器T

下面结合附图2～图13对本发明占空比可调的一体化谐振驱动电路的具体工作原理进行详细的描述。

首先对开关过程进行分析。本发明的一体化谐振驱动电路的等效损耗模型如图2所示。R

首先对被驱动功率管Q的开通过程进行分析。谐振电感L

式中L

图3所示为功率管Q开通过程的实际电压和电流波形。在开关谐振阶段[t

式中R为回路电阻的总和，R＝4R

由于谐振回路中电阻的能量损耗，谐振阶段结束时驱动电压v

在t

由于驱动电路输出的正压与负压幅值相等，所以功率管Q的关断过程与开通过程的分析基本一致，仅电压的变化情况相反。同样的，关断过程电源提供的能量也为C

图4为控制方法1的驱动开关时序图，图5为控制方法2的驱动开关时序图。稳态下驱动电路在一个周期内共有8个开关模态，分别对应于图4或图5中的[t

模态1[t

模态2[t

模态3[t

模态4[t

模态5[t

模态6[t

模态7与模态8的工作情况与模态3和模态4相似，如图12与图13所示，区别在于副边第一绕组L

t

本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。