一种差分线性热光调制器及热光调制方法

技术领域

本发明涉及光调制器技术领域，尤其是一种差分线性热光调制器及热光调制方法。

背景技术

热光调制器常应用于集成光学芯片，通过对光路的局部改变该区域的温度，从而改变该区域光路的有效折射率，实现对该光路的相位改变，控制光路间的相位差。加载直流电压的电阻结构被用于实现局部加热，此类热光调制器被广泛应用于集成光学领域。如锗硅、磷化铟、SOI等材料体系。如MZI、OPA、相干等功能模块。或是通讯、计算、传感等应用场景中。

现有的热光调制器如图1所示，包括光路L101、光路L102和电阻R103，电阻R103的一端D105接地，通过改变另一端V104的电压，控制电阻R103的功率，改变光路L101的相位，从而控制光路L101和光路L102的相位差。上述方式可称为单端调制，其只对一路光路进行热光调制，相位差完全由光路L101贡献。如果该结构需要5个光波长相位差的动态范围，则需要的最大功耗为10倍半波相移功率。

本领域技术人员为了降低最大功耗，对热光调制器进行如下改进。如图2所示，包括光路L201、光路L202、电阻R203和电阻R206。电阻R203的一端D205接地，另一端V204通过改变电压，控制电阻R203的功率。电阻R206的一端D208接地，另一端V207通过改变电压，控制电阻R206的功率。通过调节电阻R203的功率，改变光路L201的相位。也可以通过调节电阻R206的功率，改变光路L202的相位。这种方式可称为双端调制，由于对两路光路分别进行热光调制，相位差可以由光路L201或光路L202分别贡献。因此，如果该结构需要5个光波长相位差的动态范围，则需要的最大功耗为5倍半波相移功率。可见图2的双端热光调制器会比图1的单端热光调制器在相同动态范围时降低一半的功耗。但是由于双端热光调制器结构有端口V204和端口V207这两个控制端口，需要较单端热光调制器更为复杂的控制电路，例如采用两个数模转换器分别控制。

但是，现有技术中无论是单端热光调制器还是双端热光调制器都没有解决相位差对电压线性响应的问题。现有的热光调制器相位差都与加载于电阻的电压呈平方关系。这在实际应用中会带来困难，并造成额外的功耗。

发明内容

本发明的目的是提供一种差分线性热光调制器及热光调制方法，解决现有热光调制过程中控制难度高、功耗大、控制精度低等技术问题。

为了达到上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种差分线性热光调制器，包括两条光路，所述两条光路相位变化的非线性部分相互抵消，使所述两条光路间的相位差随调节电压端口的电压变化呈线性变化。

进一步的，包括两个电阻；所述两个电阻的压差呈反向变化。

进一步的，所述两个电阻为第一电阻和第二电阻；

所述第一电阻的一端与所述第二电阻的一端连接至所述调节电压端口；

所述第一电阻的另一端端口加载高压；

所述第二电阻的另一端端口接地或接低压。

进一步的，所述第一电阻和所述第二电阻的阻值和半波功率相同。

进一步的，所述调节电压端口的电压范围为所述第二电阻的另一端端口的电压至所述第一电阻的另一端端口的电压。

一种差分线性热光调制方法，采用上述的差分线性热光调制器进行光调制。

本发明的一种差分线性热光调制器及热光调制方法，实现了电压对光路相位差的线性调控，降低功耗。并且减少了电压端口的数目，使控制电路复杂度降低，提高控制精度。同时具有动态范围大、最大功耗小的优点。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是现有技术中单端热光调制器的原理图；

图2是现有技术中双端热光调制器的原理图；

图3是本发明的一种差分线性热光调制器的原理图；

图4是频率为2000赫兹的单频扰动电信号叠加到图1的控制电压后的光路相位差-时间响应图；

图5是对应于图4的光路相位差扰动的频谱图；

图6是当扰动电信号强度反比于控制电压大小时，频率为2000赫兹的单频扰动电信号叠加到图1的控制电压后的光路相位差-时间响应图；

图7是对应于图6的光路相位差扰动的频谱图；

图8是单端热光调制器、双端热光调制器、差分线性热光调制器的相位差对控制电压的响应情况图；

图9是单端热光调制器、双端热光调制器、差分线性热光调制器在不同电压下的功耗图；

图10是频率为2000赫兹的单频扰动电信号叠加到图3的调节电压端口控制电压后的光路相位差-时间响应图；

图11是对应于图10的光路相位差扰动的频谱图。

具体实施方式

下面将结合本发明的附图，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

电阻的加热功率与加载于电阻两侧的电压平方呈线性关系；温度变化量与电阻的加热功率呈线性关系；光路的相位变化量与温度变化量呈线性关系。因此，光路间的相位差变化量往往与加载于电阻两侧的电压呈平方关系。电阻结构加热功率对光路的相位变化影响常常用半波相移功率来表示，指使得光路产生半个波长相位变化时所需的电功率。半波相移功耗由电阻与光路的物理尺寸，以及光的波长，以及周围材料的热导率等共同决定。

评价一个热光调制器常用的指标有：动态范围，指光路间相位差的变化范围大小，即最大相位差与最小相位差的差值；最大功耗，指光路间实现相位差调整所需要的最大输入电功率。

本发明所述的加载高压与接低压中的高压和低压为相对值。高压与低压的压差一般为几伏特，例如高压+1V，低压-1V。调节电压端口的电压一般设置为低于高压并且高于低压。高压和低压具体值取决于所需要的动态范围，较优的选择是使得控制电压等于高电压状态的光路相位差和控制电压等于低电压状态的光路相位差之间的差值等于动态范围。采用其他电压组合也能实现线性调制，但是会提高最大功耗。

根据图3所示，说明本发明的一种差分线性热光调制器，包括两条光路和两个电阻，两条光路为第一光路L301和第二光路L302，两个电阻为第一电阻R303和第二电阻R306。所述第一电阻R303和所述第二电阻R303的阻值和半波功率相同。

所述第一电阻R303的一端与所述第二电阻R306的一端连接至所述调节电压端口V304。

所述第一电阻R303的另一端端口H305加载高压；

所述第二电阻R306的另一端端口L307接地或接低压。

调节电压端口V304的电压范围为所述第二电阻的另一端端口L307的电压至所述第一电阻的另一端端口H305的电压。

通过调节第一电阻R303的功率，改变第一光路L301的相位，与此同时第二电阻R306的功率改变第二光路L302的相位。此时两个电阻的压差呈反向变化：

第一电阻R303的压差降低时，第二电阻R306的压差升高；

第一电阻R303的压差升高时，第二电阻R306的压差降低。

因此此种调制方式可称之为差分调制。由于对两条光路同时进行热光调制，相位差由第一光路L301和第二光路L302同时贡献，因此如果该结构需要5个光波长相位差的动态范围，则需要的最大功耗为5倍半波相移功率。并且本发明只有一个调节电压端口V304，通过一个调节电压端口V304同时控制两个电阻的功率，使得所需的控制电路更加简单，控制精度随之提升。

第一电阻R303加载的电压差为另一端端口H305与调节电压端口V304的电压差，第二电阻R306加载的电压差为另一端端口L307与调节电压端口V304的电压差。第一光路L301相位变化对调节电压端口V304电压非线性，第二光路L302相位变化对调节电压端口V304电压非线性，第一光路L301和第二光路L302相位变化的非线性部分会相互抵消，使所述第一光路L301和第二光路L302间的相位差随调节电压端口的电压变化呈线性变化。

在实际应用中，需要对热光调制器的控制端口叠加一个微弱的扰动电信号(dither)，并在后续光路检测该扰动信号的变化，从而判断系统的工作状态以及调整方向。扰动电信号一般是一个低频周期电压信号，如正弦、方波、三角波等。不失广泛性的，我们以正弦波形的扰动电信号加载于图1的单端热光调制器为例加以说明。图4为频率为2000赫兹的单频扰动电信号叠加到图1的端口V104控制电压后的光路相位差-时间响应图。虚线表示端口V104控制电压较高的情况Case1，实线表示端口V104控制电压较低的情况Case2，扰动电信号在两种情况下强度相同。可以观察到，Case1时电扰动得到的相位扰动响应较大，而Case2时得到的相位扰动较小。这会造成在Case2情况下后续检测出的扰动信号幅度过小，使系统更容易受噪声影响，降低系统的控制精度。图5为对应于图4的光路相位差扰动的频谱图。可以看到Case1时2000赫兹的本真频率分量较高，Case2时本真频率分量较低。同时在图5中可以明显看到Case1与Case2都有相同强度的4000赫兹二倍频分量。本真频率分量的不同以及二倍频的存在，都是由于光路相位差与加载与电阻的电压呈平方关系导致的。为了解决Case2低控制电压时本真频率响应偏低的问题，一种方法是通过电路和算法提高低控制电压时扰动电信号的强度。图6为扰动电信号强度反比于控制电压大小时，为频率为2000赫兹的单频扰动电信号叠加到图1的端口V104控制电压后的光路相位差-时间响应图。可以看到，Case1和Case2获得了幅度接近的光路相位差响应。但是仔细观察可以看出，Case2的波形已经发生明显的畸变，偏离了正弦波形。图7为对应于图6的光路相位差扰动的频谱图。可以看到Case1与Case2的2000赫兹的本真频率分量幅度一致，但是Case2的4000赫兹二倍频分量远远高于Case1，这是提高扰动电信号强度增强导致的。在实际应用中，此处产生的二倍频分量的产生会影响系统的控制精度。在部分系统中，由于需要检测后续器件的二倍频分量，热光调制器引入的二倍频响应会直接导致系统控制的失效。电压-光路相位差的非线性响应问题无法在前述单端热光调制器和双端热光调制器中得到解决。一个常用的缓解非线性响应影响的方法是提高控制电压，降低扰动电信号强度，降低光路相位差二倍频分量的幅度。但这并不能从根本解决问题，同时由于需要工作在高电压区域，提高了热光调制器的功耗。本发明所公开的一种差分线性热光调制器在相同动态范围情况下降低了器件最大功耗，在相同最大功耗情况下提高了动态范围。

上述只是以图1中单端热光调制器和正弦波形的扰动电信号为例，说明了非线性电压-光路相位差响应带来的技术困难。对于图2双端热光调制器，以及其他波形的扰动信号，上述技术困难同样存在，此处不再赘述。

本发明中如图8-9所示，图8展示了单端热光调制器、双端热光调制器、差分线性热光调制器的相位差对控制电压的响应情况，图9展示了单端热光调制器、双端热光调制器、差分线性热光调制器在不同电压下的功耗。需要说明的是，对于双端热光调制器电压为正时指端口V204加电压，端口V207电压为零；对于双端热光调制电压为负时，端口V204电压为零，端口V207加电压；对于差分线性热光调制器端口H305电压为1伏特，端口L307电压为-1伏特。由图8可以看出，差分线性热光调制器在-1伏特至1伏特的控制电压范围内获得了与双端热光调制器在-2伏特至2伏特控制电压范围相同的相位差变化。而单端热光调制器在-2伏特至2伏特控制电压范围的相位差变化只有前两者的一半。同时可以看出，单端热光调制器和双端热光调制器的相位差对电压响应是非线性的，而差分线性热光调制器的相位差变化与电压呈线性关系。从图9可以看出，此时三种热光调制器的最大功耗相同。在实际使用中，由于前述提到的非线性问题，单端热光调制器和双端热光调制器常常需要工作在高电压区域，因此需要较图中更高的最大功耗。

如图10所示，为频率为2000赫兹的单频扰动电信号叠加到图3中的调节电压端口V304控制电压后的光路相位差-时间响应图。虚线表示调节电压端口V304控制电压较高的情况Case1，实线表示调节电压端口V304控制电压较低的情况Case2，扰动电信号在两种情况下强度相同。可以观察到，Case1与Case2获得了完全相同的相位扰动幅度。图11为对应于图10的光路相位差扰动的频谱图。可以看到Case1与Case2完全重合，且只有2000赫兹的本真频率分量，完全没有4000赫兹二倍频分量。这种优良的线性响应性质对系统控制将提供诸多便利。

一种差分线性热光调制方法，采用上述的差分线性热光调制器进行光调制，实现线性的相位差对控制电压的响应。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应所述以权利要求的保护范围为准。