DAB变换器电感电流直流偏置消除方法及控制系统

技术领域

本发明涉及双有源全桥DC-DC变换器的控制领域，特别是一种DAB变换器电感电流直流偏置消除方法及控制系统。

背景技术

近年来，新能源发电在电力供给中的占比不断提高。光伏、燃料电池、储能等新能源直接输出的电能为直流电，因此，如果在配电网中使用直流电，则可以为光伏、储能等直流电能提供简单、高效的接入口。在DAB变换器电路拓扑中，电感和变压器是实现功率传输的重要元件。当采用移相控制方式时，在启动和动态调整的暂态过程中，相邻开关周期内移相比的突变会导致电感电流产生直流偏置。而当负载或两端电压发生扰动时，DAB变换器的电感会发生伏秒不平衡，并可能导致DAB变换器的变压器发生磁饱和、输出电压发生振荡。直流偏置电流可能导致电感和变压器发生磁饱和，进而威胁DAB变换器的稳定运行。因此，对直流偏置电流的消除和抑制是DAB变换器的重要研究内容之一。

双有源全桥DC-DC变换器具有传输功率等级大、易实现软开关、电气隔离等优点。DAB变换器(Dual Active Bridge，双有源桥)中的电压源型DAB变换器的电路拓扑如图1所示，其基本结构由原边全桥H1、副边全桥H2、辅助电感L、以及高频变压器的组成。开关管S1、S2、S3和S4构成原边全桥H1，开关管S5、S6、S7和S8构成副边侧全桥H2，每个开关管均需要反并联二极管来实现电感电流的续流。在本文中，s12(t)、s34(t)、s56(t)和s78(t)分别表示四个半桥的中点电位，vH1(t)、vH2(t)分别表示原边全桥、副边全桥输出的交流电压，vL(t)表示辅助电感L的压降。DAB变换器以IGBT作为开关器件，其开关频率为10kHz。DAB变换器可以实现功率的双向传输、既可以升压也可以降压，通过模块化串并联组合，还能提升传输功率等级。由于具有传输功率等级大、控制简单、易实现软开关等显著优点，在直流变压器、不间断电源、电动汽车、储能等直流电能变换系统中，DAB变换器已经得到了广泛的应用。在DAB变换器广泛应用的背景下，如果每台DAB变换器都能实现效率、可靠性等性能优化，就能对整个社会的能源利用率、电能系统稳定性带来巨大的提升。因此，为了实现DAB变换器的性能优化，对其直流偏置电流的消除和抑制所进行的研究具有极为重大的意义。

本发明在于提供一种DAB变换器电感电流直流偏置消除方法，用于消除DAB变换器在启动及移相比调整过程中产生的直流偏置。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种DAB变换器电感电流直流偏置消除方法，有效消除或减小启动和移相变化时辅助电感产生的电流偏置，避免电感和变压器发生磁饱和，提高DAB变换器的效率，保证DAB变换器运行的安全性。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案：

一种DAB变换器电感电流直流偏置消除方法，包括：

S1、输入DAB变换器的三个移相比D1[k]、D2[k]和D3[k]，计算出实现半桥普通电位nxy(t)所需的上升沿和下降沿的PWM比较值nxyR[k]和nxyF[k]；

S2、接着需要把得到的半桥普通电位比较值进行挪移，使其位于范围[0,CPrd)内；

S3、接着根据得到的半桥普通电位比较值nxyF[k]和nxyR[k]，及选择的半桥参考电位rxy(t)，来计算半桥实际电位比较值sxyF[k]和sxyR[k]；

S4、将计算得到的半桥实际电位比较值和PWM计数器当前值pwmCnt(t)进行比较输出对应的驱动信号开断对应的半桥电路。

本发明的DAB变换器采用了电流应力优化的三重移相控制(对该台DAB变换器进行三重移相控制)，可以有效减小DAB变换器的电流应力，从而降低了DAB变换器的开关损耗以及电感和变压器的铁损，提高了DAB变换器的效率。

本发明将半桥电位分为半桥普通电位nxy(t)、半桥实际电位sxy(t)、半桥参考电位rxy(t)；半桥普通电位为实现DAB变换器三个移相比的移相方式下的半桥电位，半桥实际电位为最终输出消除电感电流直流偏置所需的半桥电位，半桥参考电位为选取的无电感电流直流偏置的标准参考电位。

实现输入的周期内三个移相比D1[k]、D2[k]和D3[k]，需要通过对四个半桥电位之间的相位差来进行控制。具体对四个半桥的PWM计数器当前值与其规定PWM比较值进行比较产生上升沿和下降沿；定义n12(t)半桥电位为零移相，CPrd为PWM计数器的周期值；零移相规定在计数器当前值pwmCnt(t)等于0.25CPrd时刻产生上升沿，等于0.75CPrd时刻产生下降沿；对应n34(t)的移相比等于D1[k]，n56(t)的移相比等于D3[k]，n78(t)的移相比等于D2[k]+D3[k]，实现各普通半桥电位上升沿及下降沿所需的具体PWM比较值如下：

获得具体的PWM比较值后，需要对所计算出的实现移相比的各半桥普通电位nxy(t)的PWM比较值进行挪移，保证比较值范围位于[0,CPrd]；由于PWM计数器无法自增到周期值CPrd，在PWM计数器等于CPrd时刻会立即复位为0；如果比较值大于或等于CPrd则减去CPrd，如果小于0则加上CPrd；当比较值等于CPrd时需要挪移减去CPrd。

半桥参考电位rxy(t)根据当前周期为启动周期或非启动周期进行分别选取，具体方法如下：

1)当本周期为启动周期，即上一周期无输出选取零移相的半桥普通电位nxy(t)作为四个半桥的参考电位，对应的PWM比较值为：

其中，rxyR[1]是半桥参考电位rxy(t)在启动周期的上升沿比较值，rxyF[1]为下降沿比较值，CPrd是PWM计数器的周期值。

2)当本周期为非启动周期，选取上周期后半周期的半桥实际电位sxy(t)，及其对应前半周期的半桥电位，作为四个半桥的参考电位rxy(t)；

当sxy(t)为下降沿时，其前半周期对应上升沿，对应的PWM比较值为：

当sxy(t)为上升沿时，其前半周期对应下降沿，对应的PWM比较值为：

其中，rxyR[k]和rxyF[k]分别是本周期半桥参考电位rxy(t)的上升沿和下降沿比较值，而sxyR[k-1]和sxyF[k-1]分别是上周期半桥实际电位sxy(t)的上升沿和下降沿比较值。

DAB变换器电感电流的波形由电感压降波形决定，而电感压降由四个半桥电位共同作用产生。由电路知识有，将两个相邻周期各自分为上下两个半周期T

将电感电压用四个半桥实际电位sxy(t)表示为：

其中，V

当满足：上周期后半周期和本周期前半的电感伏秒积分，与本周期电感伏秒积分大小相等、正负相反，则本周期后半周期电感电流继续保持无直流偏置。即：

V

对于半桥参考电位rxy(t)，由定义知其满足上述条件，即参考电位伏秒积分恒为0。

用半桥实际电位伏秒积分减去参考电位伏秒积分，用ΔS

ΔS

对于启动周期和非启动周期，半桥实际电位在本周期T

ΔS

所以DAB变换器电感电流无直流偏置的一个充分条件为：

ΔS

为满足该条件，需要调整本周期四个半桥实际电位sxy(t)的波形。首先判断在本周期的后半周期实际电位和参考电位各自为上升沿还是下降沿，具体通过判断其上升沿和下降沿对应PWM比较值是否大于半周期PWM比较值0.5CPrd即可。

首先选择本周期后半周期半桥普通电位nxy(t)，作为本周期后半周期半桥实际电位sxy(t)；然后需要根据在本周期后半周期，半桥实际电位sxy(t)和参考电位rxy(t)是上升沿还是下降沿，分为四种情况；由DAB变换器电感电流无直流偏置的充分条件，在不同类型情况下，满足电感无直流偏置的半桥实际电位比较值为：

1)本周期后半周期半桥实际、参考电位均为下降沿，半桥实际电位所需比较值为：

2)本周期后半周期半桥实际、参考电位均为上升沿，半桥实际电位所需比较值为：

3)本周期后半周期半桥实际为上升沿、参考电位为下降沿，半桥实际电位所需比较值为：

4)本周期后半周期半桥实际为下降沿、参考电位为上升沿，半桥实际电位所需比较值为：

计算本周期半桥实际电位所需的PWM比较值后，对本周期半桥实际电位比较值进行备份，将其用于下个周期的半桥实际电位比较值计算；将计算得到的半桥实际电位比较值和PWM计数器当前值pwmCnt(t)进行比较：

当pwmCnt(t)等于某个半桥实际电位的上升沿比较值sxyR[k]时，驱动该半桥的上半桥并关闭下半桥；当pwmCnt(t)等于sxyF[k]时，驱动该半桥的下半桥并关闭上半桥。

作为一个发明构思，本发明还提供了一种DAB变换器电感电流直流偏置消除控制系统，其包括存储器和处理器；存储器内存储有计算机程序/指令；所述处理器执行所述计算机程序/指令时，实现本发明上述方法的步骤。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明的DAB变换器电感电流直流偏置消除方法通过调整半桥实际电位的波形，达到消除或减小电感电流直流偏置的效果，这增加了系统的可靠性、提高了运行效率。

附图说明

图1为电压源DAB变换器的电路拓扑图；

图2为本发明实施例无直流偏置移相所需的半桥实际电位PWM比较值计算原理图；

图3为本发明实施例半桥实际电位PWM比较值得算法原理图；

图4为本发明实施例DAB变换器三重移相控制的原理图；

图5为DSP芯片中三重移相控制的具体实现原理图；

图6(a)为在每个周期的DAB变换器移相比发生随机变化时，在采用普通移相方式下DAB变换器电感电流仿真波形图；

图6(b)为在每个周期的DAB变换器移相比发生随机变化时，在采用本发明实施例方法下，DAB变换器电感电流仿真波形图；

图7(a)为在每个周期的DAB变换器移相比发生指定变化时，在采用普通移相方式下，DAB变换器电感电流仿真波形图；

图7(b)为在每个周期的DAB变换器移相比发生指定变化时，在采用本发明实施例方法下，DAB变换器电感电流仿真波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。

如图2所示，在所提出的无直流偏置移相方法中，3个输入变量为DAB变换器的移相比D1[k]、D2[k]和D3[k]，输出变量sxyF[k]和sxyR[k]分别指半桥实际电位sxy(t)在第k个开关周期的下降沿和上升沿对应的PWM计数器比较值；该移相方法的实现步骤如下：

1)将输入的三个DAB变换器移相比D1[k]，D2[k]和D3[k]，代入下式，来得到实现半桥普通电位nxy(t)所需的PWM比较值nxyF[k]和nxyR[k]；

2)把得到的半桥普通电位比较值进行挪移，使其位于范围[0,CPrd)内。如果比较值大于或等于CPrd则减CPrd，如果小于0则加上CPrd。当比较值等于CPrd时需要挪移减去CPrd，这是因为PWM计数器无法自增到周期值CPrd，在PWM计数器等于CPrd时刻会立即复位为0；

3)接着根据得到的半桥普通电位比较值nxyF[k]和nxyR[k]，来计算半桥实际电位比较值sxyF[k]和sxyR[k]。首先进行启动周期判断，选取为对应的半桥参考电位。接着对本周期后半周期半桥普通电位和参考电位边沿的四种情况进行判断，并根据四种情况分别计算本周期半桥实际电位所需的PWM比较值。最后对本周期半桥实际电位比较值进行备份，将其用于下个周期的半桥实际电位比较值计算；

4)将计算得到的半桥实际电位比较值和PWM计数器当前值pwmCnt(t)进行比较。当pwmCnt(t)等于某个半桥实际电位的上升沿比较值sxyR[k]时，驱动该半桥的上半桥并关闭下半桥。当pwmCnt(t)等于sxyF[k]时，驱动该半桥的下半桥并关闭上半桥；

5)在三重移相控制方式下，DAB变换器的内移相比D

如图3所示，首先进行启动周期判断，如果本周期为启动周期，则将半桥参考电位选取为零移相的半桥电位，将上周期半桥实际电位的下降沿比较值赋值为0.75CPrd。如果本周期为非启动周期，则选取对应半桥参考电位。接着对本周期后半周期半桥普通电位和参考电位边沿的四种情况进行判断，并根据四种情况分别计算本周期半桥实际电位所需的PWM比较值。

如图4所示，内移相比D

图5为DSP芯片中三重移相控制的具体实现原理图，所使用的DSP芯片为TI公司的TMS320F28335，将PWM计数器的周期值赋值为14999，可以得到10kHz的PWM信号；在DSP中PWM计数器的数值从0增加到14999，然后重置为0，并重复以上过程；当PWM计数器的当前值大于比较寄存器的数值时，PWM引脚输出高电平，反之输出低电平。

因此，可以在每个开关周期，对DSP的ePWM1、ePWM2、ePWM3和ePWM4模块的比较寄存器CMP1A、CMP1B、CMP2A、CMP2B、CMP3A、CMP3B、CMP4A、CMP4B进行赋值，来得到4路占空比为50％、频率为10kHz、且上升沿时刻不同的PWM信号ePWM1A、ePWM2A、ePWM3A、ePWM4A，将这四路PWM信号分别作为DAB变换器上桥臂开关管的驱动信号，其互补信号作为相应下桥臂开关管的驱动信号；ePWM1A超前ePWM2A的时长和半周期的比值即为內移相比D

如图6(a)和图6(b)所示，为DAB变换器移相比D1、D2、D3等于[-1,1]之间的随机数时，DAB变换器在普通移相方式及本发明实施例无直流偏置移相方法下的电感电流仿真波形对比图。

在普通移相方式下，当移相比更新时，电感电流中会产生直流偏置；

而在无直流偏置移相方式下，在移相比更新时，任意周期的后半周期DAB变换器电感电流始末值相加为0，即不产生直流偏置。

如图7(a)和图7(b)所示，将DAB变换器的移相比设定为定时切换；在启动时刻，令DAB变换器的移相比为[D1,D2,D3]＝[0.5,0.4,0.35]，在0.01秒时刻，令DAB变换器的移相比变化为[0.6,0.5,0.45]；在0.02秒时刻，令DAB变换器的移相比变为[0.6,0.5,-0.45]，得到的DAB变换器电感电流仿真波形。

在普通移相方式下，在启动周期或移相比变化周期，DAB变换器电感电流在启动时产生18A的直流偏置、在0.01s时产生2A的直流偏置、在0.02s时产生20A的直流偏置；直流偏置分量以指数形式进行衰减，需要较长时间才会衰减为0；

在无直流偏置移相方式下，无论是启动周期、移相比变化周期、或稳态周期，DAB变换器电感电流均无直流偏置。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，本领域的技术人员在本发明技术方案范围内进行通常的变化和替换都应包含在本发明的保护范围内。