一种用于无线电能传输系统的同步锁相方法

技术领域

本发明涉及新能源及节能技术领域，特别是涉及一种用于无线电能传输系统的同步锁相方法。

背景技术

无线电能传输技术已经在消费电子、医疗设备、电动汽车、工业传感器等领域得到广泛应用。手机、可穿戴设备等便携式消费电子产品的应用市场规模逐渐扩大，其对无线电能传输系统的需求也与日俱增。

消费电子无线电能传输系统多采用ISM频段中6.78MHz作为工作频率，以获得更轻量化的线圈和功率密度更高的变换器。但随着工作频率的提升，功率器件、电阻、电容等分立器件与铜线的寄生参数影响不能忽略，限制了无线电能传输系统的传输功率和整机效率。

现有的6.78MHz的无线电能传输系统中，多采用谐振式拓扑的逆变器和整流器，其电压、电流应力高，而且负载敏感性高，难以在宽负载范围下获得高功率密度和高整机效率。在高工作频率下，传统的全桥拓扑整流器难以实现同步锁相和软开关，输出功率和效率很低。与此同时，氮化镓器件的反向导通损耗也是限制6.78MHz全桥整流器的一个重要原因。为此，需要使整流器处于临界零电压开通工况来减小反向导通损耗。

现有的无线电能传输系统的同步锁相方法在6.78MHz的工作频率下会受器件的寄生参数和传播延时影响，控制的稳定性和准确性较低。

发明内容

本发明实施例提供了一种用于无线电能传输系统的同步锁相方法，解决了现有的同步锁相方法在6.78MHz的工作频率下会受器件的寄生参数和传播延时影响，控制的稳定性和准确性较低的问题。

本发明提供一种用于无线电能传输系统的同步锁相方法，包括以下步骤：

采集无线电能传输系统中谐振电容电压、整流器桥臂中点对地电压以及第一时钟信号；将第一时钟信号进行分频，得到第二时钟信号和第三时钟信号；

将谐振电容电压输入至电流过零采样电路，得到电流同步信号；

将整流器桥臂中点对地电压输入至反向导通检测电路，得到反向导通信号；

将反向导通信号的上升沿和第三时钟信号输入至死区时间控制模块，得到死区时间控制量，根据死区时间控制量对驱动相角期望值进行计算；

将电流同步信号的上升沿以及第一时钟信号输入至驱动相角控制模块，得到驱动相角采样值；

将驱动相角采样值和驱动相角期望值作差后输入数字PI控制器，得到驱动相角控制量；

对第二时钟信号进行延时补偿，得到载波；

将载波、死区时间控制量和驱动相角控制量输入至PWM调制模块，产生驱动信号，通过驱动信号对整流器进行控制，实现无线电能传输系统的同步锁相。

优选的，将谐振电容电压输入至电流过零采样电路，得到电流同步信号，包括以下步骤：

将谐振电容电压输入至衰减电路，对谐振电容电压进行衰减，得到衰减电压；

将衰减电压输入至移相电路，对衰减电压进行90°移相，得到移相电压；

将移相电压输入至偏置电路，对移相电压增加一个直流偏置电压，得到偏置电压；

将偏置电压和直流偏置电压输入至第二比较器，得到电流同步信号。

优选的，所述反向导通检测电路包括：

二极管，其阴极与整流器桥臂中点连接；

电阻分压器，包括：

第一电阻，其一端与二极管阳极连接，用于分压；

滤波电容，其一端与第一电阻另一端连接，另一端接地，用于滤除高频噪声；

反向导通检测电路还包括第二电阻，其一端与滤波电容另一端连接，另一端与辅助电源连接。

优选的，将整流器桥臂中点对地电压输入至反向导通检测电路，得到反向导通信号，包括以下步骤：

将电阻分压器的输出端电压和反向导通阈值输入至第一比较器，得到反向导通信号。

优选的，所述电阻分压器的输出端电压如下所示：

式中，v

优选的，整流器副边控制器通过内部锁相环产生第一时钟信号；

将第一时钟信号进行分频，得到第二时钟信号和第三时钟信号，包括以下步骤：

将第一时钟信号进行59分频，得到第二时钟信号；

将第二时钟信号进行3分频，得到第三时钟信号；

所述第一时钟信号频率为400MHz，第二时钟信号频率为6.78MHz。

优选的，将反向导通信号的上升沿和第三时钟信号输入至死区时间控制模块，得到死区时间控制量，包括以下步骤：

将反向导通信号输入至第二上升沿检测模块，判断其是否存在上升沿；

当反向导通信号存在上升沿时，将死区时间减小一个第一时钟信号的周期；

当反向导通信号不存在上升沿时，将死区时间增加一个第一时钟信号的周期；

根据死区时间计算死区时间控制量。

优选的，将电流同步信号的上升沿以及第一时钟信号输入至驱动相角控制模块，得到驱动相角采样值，包括以下步骤：

将电流同步信号输入至第一上升沿检测模块，判断其是否存在上升沿；

当存在上升沿时，将第一时钟信号计数值和上一周期的相角控制量输入至驱动相角控制模块，计算出当前周期的驱动相角采样值。

优选的，所述延时补偿的延时包括输入延时和输出延时，所述输入延时包括衰减电路、信号调理电路的延时、偏置电路中运放的传播延时以及第二比较器的滞环电压导致的延时；输出延时包括副边控制器中第一上升沿检测模块和第二上升沿检测模块中的延时、相位计算导致的延时以及驱动芯片的传播延时。

优选的，通过下式对驱动相角期望值进行计算：

δ

式中，δ

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明将谐振电容电压输入至电流过零采样电路，得到电流同步信号，将整流器桥臂中点对地电压输入至反向导通检测电路，得到反向导通信号。通过电流同步信号和反向导通信号实现了驱动相角和死区时间的控制，同时对第二时钟信号进行延时补偿，得到载波，PWM调制模块根据死区时间、驱动相角控制量和载波生成全桥整流器的驱动信号，实现无线电能传输系统的整流器的同步锁相和临界零电压开通工况。提高了无线电能传输系统控制的稳定性和准确性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明的一种用于无线电能传输系统的同步锁相方法的原理图；

图2为本发明的一种用于无线电能传输系统的同步锁相方法的逻辑流程图；

图3为基于SS型谐振网络的全桥整流器的拓扑结构图；

图4为负载电阻为30Ω，副边谐振电流为1A时的Q

图5为全桥整流器在不同负载下的最优工作曲线图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

基于SS型谐振网络的无线电能传输系统的拓扑结构如图1所示，包括直流电源V

参照图2和图3，本发明提供了一种用于无线电能传输系统的同步锁相方法，采用驱动相角内环-死区时间外环的串级控制结构，包括以下步骤：

第一步：采集无线电能传输系统中副边谐振网络的谐振电容电压、整流器第二桥臂中点对地电压以及第一时钟信号。

副边控制器通过内部锁相环产生第一时钟信号Clock1，其频率取决于控制器的性能，这里取400MHz。

第二步：将谐振电容电压输入至电流过零采样电路，得到电流同步信号。

其中电流过零采样电路包括衰减电路和信号调理电路。信号调理电路包括移相电路，偏置电路，以及第二比较器。将谐振电容电压输入至衰减电路，对谐振电容电压进行衰减，得到衰减电压。将衰减电压输入至移相电路，对衰减电压进行90°移相，得到移相电压。将移相电压输入至偏置电路，对移相电压增加一个直流偏置电压，得到偏置电压。将偏置电压和直流偏置电压输入至第二比较器，得到电流同步信号。

具体的，在电流过零采样电路中，衰减器并联在副边谐振电容C

第三步：将整流器桥臂中点对地电压输入至反向导通检测电路，得到反向导通信号。

反向导通检测电路包括一个二极管D

v

式中，v

反向导通阈值V

第四步：将第一时钟信号进行分频，得到第二时钟信号和第三时钟信号。

第一时钟信号通过59分频得到第二时钟信号Clock2，其频率为6.78MHz，与整流器开关频率相同。第二时钟信号通过3分频得到第三时钟信号Clock3，作为死区时间控制模块的第一输入信号。因此，死区时间控制环的控制周期为整流器开关频率的1/3。

第五步：将反向导通信号的上升沿和第三时钟信号输入至死区时间控制模块，得到死区时间控制量，根据死区时间控制量对驱动相角期望值进行计算。

死区时间控制外环中，将反向导通检测电路得到的反向导通信号输入至第二上升沿检测模块，判断其是否存在上升沿。其输出作为死区时间控制模块的第二输入信号。死区时间控制模块根据反向导通信号是否存在上升沿来控制死区时间的增减，若有上升沿，则减小一个T

当负载电阻R

其中ω为整流器开关角频率；t

第i个电力电子器件的寄生电容C

Q

在全桥整流器中，电力电子器件的漏源电压v

其中T为整流器的开关周期，为147.5ns；t

因此由式(3)和(4)可以得到在R

当满足Q

基于SS拓扑的全桥整流器的最优工作曲线如图5所示。由于无线电能传输系统在充电过程中，电池的等效负载随自身的荷电状态变化而变化。因此需要全桥整流器需要在宽负载范围内实现零电压工况。在保证直流电压和逆变器的导通占空比不变的情况下，在不同负载下均能实现ZVS工况。同时为了增大系统的输出功率并减小反向导通损耗，整流器要在宽负载范围内工作在功角最小的临界ZVS工况下，因此可以得到基于SS拓扑的全桥整流器最优工作曲线。在最优工作曲线上，驱动相角δ

δ

式中，T

由于整流器的开关频率过高，控制器的主频没有远大于整流器的开关频率，时钟的分辨率较低，为2.5ns。若T

第六步：将电流同步信号的上升沿以及第一时钟信号输入至驱动相角控制模块，得到驱动相角采样值。

驱动相角控制内环中，将电流过零采样电路得到的电流同步信号输入第一上升沿检测模块，其输出信号作为驱动相角计算模块的触发源。当上升沿发生时，驱动相角计算模块根据第一时钟信号计数值和上一周期的相角控制量计算出当前周期的驱动相角采样值δ

第七步：将驱动相角采样值和驱动相角期望值作差后输入数字PI控制器，得到驱动相角控制量。

第八步：对第二时钟信号进行延时补偿，得到载波。

第二时钟信号经延时补偿后作为PWM调制模块的第一输入信号，为驱动信号的载波。延时补偿环节中的延时分为输入延时和输出延时。输入延时包括电流采样延时中衰减环节和移相电路的延时，正向偏置电路中运放的传播延时和第二比较器的滞环电压导致的延时。输出延时包括副边控制器中第一、第二上升沿检测电路中的延时和相位计算导致的延时，驱动芯片的传播延时。

第九步：将载波、死区时间控制量和驱动相角控制量输入至PWM调制模块，产生驱动信号，通过驱动信号对整流器进行控制，实现无线电能传输系统的同步锁相。

因此，本发明采用驱动相角内环-死区时间外环的串级控制结构，通过电流同步信号和反向导通信号实现了驱动相角和死区时间的控制，使6.78MHz工作频率下的全桥整流器在宽负载范围内处于临界ZVS工况同时具有最大的功率输出能力，提高了系统的功率密度和效率。根据精确的输入输出延时补偿可以提高同步锁相的准确度，而通过预留θ

尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。