一种带有有源负载调制的太赫兹数字功率放大器

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，具体涉及一种带有有源负载调制的太赫兹数字功率放大器。

背景技术

虽然以sub-6GHz频段和毫米波频段为主的第五代(5G)移动通信网络很大程度上满足了当前社会强烈的通信需求，但是随着现代社会的快速进步和对无线通信性能要求的不断增长，5G移动通信网络也终将难以满足微秒级别的超低延迟及Tbit/s级别的超高传输速率等通信指标，所以太赫兹频段通信被认为是实现具有超高数据流量的第六代(6G)移动通信网络的关键技术之一；而数字功率放大器作为现代数字无线通信系统中的重要部件，同时集成了数字模拟转换、上变频和功率放大三种功能，在同一部件上直接完成了从数字基带信号到射频调制信号的转换，是实现高效率、高度集成化的射频微波发射机的关键技术之一。因此，对高性能太赫兹数字功率放大器架构的研究对未来我国社会有着极高的经济价值以及战略意义。

然而，当前的太赫兹频段的功率放大器架构受高频影响及工艺性能的限制，大多使用结构简单的传输线零度合成网络来完成功率合成，鲜少关注无源结构相对复杂的有源负载调制技术，但是日益增长数据流量需求必然使得今后的发射机系统引入愈发复杂的高阶调制技术以提高频谱利用率，因此数字功率放大器的信号通常具有较大的动态范围，而零度合成网络难以解决负载阻抗大范围波动的问题，导致在不同功率级下阻抗的失配及效率的降低，在功率状态数量较多的高阶调制下更会使得发射机系统的整体效率严重损失；此外，受实际布线限制，多路零度合成网络不同路之间走线长短的差异所导致的相位差会导致合成后功率提升的效果被削弱，这就从本质上决定了零度合成网络无法做到较多路数功率的合成(在现有的成果中通常不超过16路)，进而难以实现具有较大动态范围的数字功率放大器。

因此，在太赫兹频段的数字功率放大器中引入有源负载调制技术，并探究对应合适的无源合成网络架构，对于实现集成化、高效率、大动态范围的太赫兹数字发射芯片的有着重要的意义。

发明内容

针对背景技术中提到的现有技术存在的不足，本发明提供了一种带有有源负载调制的太赫兹数字功率放大器。该放大器采用差分Cascode结构的功放单元，以实现数字基带信号对数字功率放大器状态的控制，完成对数字基带信号的调制和功率放大，并采用耦合线巴伦作为功率合成网络，实现了太赫兹频段下具有宽带大阻抗变比的有源负载调制，有效地提升了大动态范围的数字功率放大器的整体效率。

为实现上述目的，本发明的技术方案如下：

一种带有有源负载调制的太赫兹数字功率放大器，其特征在于，包括驱动功率分配网络、m个数字功放单元、输出功率合成网络；其中，所述驱动功率分配网络将太赫兹频段的输入射频信号功率等分并由一级驱动放大器放大后传输至各路数字功放单元以保证整体增益；所述数字功放单元由数字基带信号控制，同时实现数字基带信号与射频信号的混频以及对混频后信号的功率放大；所述输出功率合成网络将来自m路数字功放单元的功率信号合成，并在不同的功率级状态下实现对数字功放单元的有源负载调制以提升效率。

进一步地，所述驱动功率分配网络包括输入功率分配网络和m个驱动放大器单元；其中，所述输入功率分配网络前端由一个微带线零度合成网络逆置构成，以实现功率等分，微带线零度合成网络的每一分支末端采用一组耦合线巴伦将单端射频输入信号转换为差分射频输入信号；所述驱动放大器单元由一对差分共发射极晶体管构成，并使用一对交叉耦合电容以提升驱放的增益和稳定度，所述驱动放大器单元将差分射频输入信号放大后传输至各数字功放单元。

进一步地，所述数字功放单元采用差分Cascode结构，在共发射极晶体管与共基极晶体管之间采用一段微带线作为级间匹配，同时使用一对交叉耦合电容以提升功放的增益和稳定度；其中所述驱动功率分配网络传输的射频信号从共发射极晶体管的基极输入，数字基带信号从共基极晶体管的基极输入，从共基极晶体管的集电极输出功率放大后的混频信号；当数字信号为低电平时，数字功放单元为关断状态，不输出射频信号，当数字信号为高电平时，数字功放单元为开启状态，输出放大后的射频信号，因此，从输出信号时域波形的角度来看，每个数字功放单元具有将数字基带信号和射频信号在时域上相乘并放大的效果，即输出了经过功率放大的1bit幅度调制信号。

进一步地，在所述差分Cascode结构中，通过并联的方式改变共发射极晶体管和共基极晶体管的数量，以改变各路数字功放单元的功率权重。

进一步地，当数字功率放大器的比特数为n bit时，需要2

进一步地，所述输出功率合成网络包括巴伦合成网络和2m个预匹配电路。

其中，所述预匹配电路，由一截微带线构成，用于实现数字功放单元与巴伦合成网络之间的阻抗匹配；使用预匹配电路的原因在于，在太赫兹频段耦合线巴伦难以直接提供数字功放单元所需的负载阻抗(尤其是一个较大的阻抗虚部)，因此使用一截微带线将巴伦的端口阻抗匹配到功放单元所需的负载阻抗。

进一步地，当m个数字功放单元为不等权数字功放单元时，所述巴伦合成网络前端由m/2个二合一串联耦合线巴伦组成、后端由m/2个耦合线巴伦和多合一串联耦合线巴伦组成；每两对所述数字功放单元输出的混频信号通过预匹配电路传输至一个二合一串联耦合线巴伦合成为一路单端信号，再通过耦合线巴伦转换为差分信号并传输至多合一串联耦合线巴伦，最后合成为一路n bit幅度调制信号输出。

当m个数字功放单元为等权数字功放单元时，所述巴伦合成网络前端由m/2个二合一串联耦合线巴伦组成、后端由一个微带线零度合成网络构成；每两对所述数字功放单元输出的混频信号通过预匹配电路传输至一个二合一串联耦合线巴伦合成为一路单端信号，最后直接通过微带线零度合成网络合成为一路n bit幅度调制信号输出。

在巴伦合成网络中采用串联耦合线巴伦的结构，其优势在于：第一，耦合线巴伦本身具有易于实现宽带大阻抗变比的特点；第二，耦合线巴伦作为分布式巴伦，更适用于分布效应明显的太赫兹频段，且耦合线巴伦不使用绕线电感形成变压器，在高频下不会出现因超过自谐振频率而失效的问题；第三，串联耦合线巴伦属于一种电压合成结构，更适用于关断时输出阻抗呈现低阻状态的太赫兹频段功放的有源负载调制。

所设计的预匹配电路和耦合线巴伦合成网络共同作用形成的有源负载调制效果为：在最大功率级状态下匹配到各路功放单元的最优负载阻抗，在其他功率级状态下则使开启的各路功放单元的负载阻抗尽可能接近其最优负载阻抗，以保证效率损失在可接受范围内，从而提升数字功率放大器的整体效率。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

本发明通过采用差分Cascode结构的数字功放单元，在同一结构上同时实现了幅度调制和功率放大两种功能，并且可以根据实际电路的复杂度限制来调整各路数字功放单元的功率权重与总路数以形成指定比特数的数字功率放大器；此外，通过在输出功率合成网络中引入串联耦合线巴伦的结构，利用其电压合成的特性及高频下良好的宽带大阻抗变比匹配性能，实现了太赫兹频段的有源负载调制，使得数字功放单元在各个功率级状态下的匹配情况得到明显的改善，从而有效地提升了在信号动态范围较大时数字功率放大器的整体效率。

附图说明

图1为本发明数字功率放大器的系统框图。

图2为本发明中驱动功率分配网络的结构示意图(m路)。

图3为本发明中驱动放大器单元的结构示意图。

图4为本发明中数字功放单元的结构示意图。

图5为本发明中实施例1中输出功率合成网络的结构示意图。

图6为本发明的输出功率合成网络中所使用的串联耦合线巴伦的结构示意图(以二合一为例)。

图7为本发明中巴伦合成网络有源负载调制的原理示意图(以二合一为例)。

其中，(a)为最大功率级状态下的示意图，(b)为非最大功率级状态下的示意图。

图8为本发明中输出合成网络的阻抗匹配过程示意图。

图9为本发明中实施例2中输出功率合成网络的结构示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合实施方式和附图，对本发明作进一步地详细描述。

实施例1

一种基于磷化铟异质结双极晶体管(InP HBT)工艺的使用不等权数字功放单元合成的216GHz、4bit数字功率放大器，包括驱动功率合成网络、8个数字功放单元、输出功率合成网络。

所述驱动功率合成网络包括输入功率分配网络和驱动功率放大器单元，其结构如图2所示(m＝8)，先由一个微带线零度合成网络逆置将输入的216GHz射频信号功率等分为八路，随后在每一路的末端由一个耦合线巴伦将单端输入转换为差分输入，并在功率输入数字功放单元前经过一级驱动放大器以保证系统整体增益；其中驱动放大器的结构如图3所示，由一对差分共发射极晶体管构成，并使用了交叉耦合电容以提升增益和稳定度。

所述数字功放单元结构如图4所示，由一对差分Cascode结构构成，同样在共发射极晶体管上使用了交叉耦合电容以提升增益和稳定度，数字基带信号施加在共基极晶体管的基极以控制数字功放单元的开关，216GHz射频信号施加在共发射极晶体管上作为载波信号。

在本实施例中共需四组不等权数字功放单元组合，每组均由一个低权重的数字功放单元和一个高权重的数字功放单元组成，其中低权重数字功放单元与图4所示结构完全相同，高权重数字功放单元在图5所示结构的基础上以并联的方式将每个晶体管增为两个以提升输出功率。

所述输出功率合成网络包括预匹配电路和巴伦合成网络，其结构如图5所示，预匹配电路由一截微带线构成，连接在数字功放单元的输出端口与耦合线巴伦的差分端口之间，以实现与巴伦之间更良好的阻抗匹配；巴伦合成网络由四组二合一的串联耦合线巴伦和一组四合一的串联耦合线巴伦组成，其连接方式为：每组二合一的串联耦合线巴伦的输入端口经由预匹配网络分别与一个低权重数字功放单元和一个高权重数字功放单元的输出端口相连接，随后四组二合一的串联耦合线巴伦的输出各自经过一个耦合线巴伦再次转换为差分信号，最后再由四合一串联耦合线巴伦合成为系统最终输出信号。

其中，所使用的串联耦合线巴伦的具体拓扑结构如图6所示(以二合一为例)，在每个巴伦上都采用了一个调谐电容、并在两个巴伦之间采用一段相位补偿线以调谐不同巴伦端口阻抗的不平衡度。

由上述连接方式，每组高、低权重数字功放单元和对应的二合一串联耦合线巴伦构成一组不等权两路功率合成，通过数字信号控制数字功放单元的开关可形成四种不同的功率级状态，这四组不等权组合与后端的四合一串联耦合线巴伦视为构成了一组等权四路功率合成，又可形成四种不同的功率级状态，因此在系统最终输出信号中总共可形成4×4＝16种不同的功率级状态，即形成了4bit的数字功率放大器。

其中，通过巴伦合成网络和预匹配电路实现有源负载调制的原理如图7所示(以两路合成为例，四路合成原理类似，在此不再赘述)，设两个数字功放单元开启时的电压分别为V

Z

Z

当只有一路数字功放单元开启时，关断的数字功放单元的输出阻抗在太赫兹频段呈现低阻状态，可近似为短路状态，此时只有开启的数字功放单元电压通过巴伦施加在负载上，对应巴伦的输入阻抗为：

Z

或Z

通过数学分析可知，在式中各参数均大于0的物理前提下，Z

1.通过设计调整两个耦合线巴伦的电压变比之比n

2.然后通过设计预匹配电路将数字功放单元的最优负载阻抗Z

这一阻抗匹配过程如图8所示，通过上述操作，数字功放单元在最大功率级状态下具有最高效率，在非最大功率级状态下效率损失较小且可控，由此便提升了数字功率放大器的整体效率。

实施例2

一种基于磷化铟异质结双极晶体管(InP HBT)工艺的使用等权数字功放单元合成的216GHz、4bit数字功率放大器，包括驱动功率合成网络、16个数字功放单元、输出功率合成网络。

本实施例可视为实施例1的另一种实现方式。

所述驱动功率合成网络与实施例1中的驱动功率合成网络类似，但路数增加为16路，其结构如图2所示(m＝16)，其中驱动放大器的结构如图3所示。

所述数字功放单元结构如图4所示，在本实施例中共需16个等权数字功放单元，为提高输出功率均采用与实施例1中高权重数字功放单元相同的结构。

所述输出功率合成网络包括预匹配电路和巴伦合成网络，其结构如图9所示，预匹配电路仍由一截微带线构成，连接方式和作用与实施例1中相同；巴伦合成网络由八组二合一的串联耦合线巴伦以及微带线零度合成网络构成，每组二合一串联耦合线巴伦的输入端口均经由预匹配网络与两个等权数字功放单元的输出端口相连接，考虑到该架构外层路数较多，使用耦合线巴伦进行功率合成的复杂度和难度较大，故在后端直接使用一个八合一的微带线零度合成网络将八组二合一巴伦的输出功率合成为最终系统最终输出信号。

由上述连接方式，每组等权数字功放单元和对应的二合一串联耦合线巴伦构成一组等权的两路功率合成，通过数字信号控制数字功放单元的开关可形成两种不同的功率级状态，这八组等权组合与外层的八合一零度合成网络可视为构成了一组等权八路功率合成，又可形成八种不同的功率级状态，因此在系统最终输出信号中总共可形成2×8＝16种不同的功率级状态，依然能够形成一个4bit的数字功率放大器。

其中，通过巴伦合成网络和预匹配电路实现有源负载调制的原理与实施例1中所述完全相同，在此不再赘述。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。