一种面向电子式互感器的零序电流采样系统及采样方法

技术领域

本发明涉及配电网自动化技术领域，尤其是一种面向电子式互感器的零序电流采样系统及采样方法。

背景技术

随着配电网一二次融合技术的发展，基于电子式原理的电流互感器成为了配电自动化系统的关键部件，相应的馈线终端(FTU)也要求实现电子式零序电流及相电流的精准采样。当电网出现零序电流突变、接地故障等情况时，终端可基于零序电流的采样值进行计算、判断后在规定时间内发出告警信号或操控断路器进行分闸操作，保护电网的安全运行。因此对电子式零序电流进行精准采样显得尤为重要。

面向电子式互感器，目前应用较为广泛的零序电流采样系统是使用微型互感器将电子式互感器输出的零序电流信号进行隔离及电压变换，再经过一级放大电路后滤波，之后进入模数转换器(ADC)的一个通道中。中央处理器(CPU)根据模数转换器(ADC)转换出的数字信号进行处理并计算出零序电流值。

现有技术方案能够一定程度上解决电子式零序电流的采样问题，但也存在问题：

在工程上，电子式零序电流的采样通常要求终端最低能够采集到0.05倍额定电流，最高采集到30倍额定电流。一方面，由于磁滞回线的存在，普通的微型互感器难以在如此宽的范围内都保持较高的线性度，进而无法保证系统的采样精度。另一方面，电子式电流互感器利用采样电阻将电流互感器输出的电流信号转变为电压信号，电子式电流互感器在输入0.05倍额定电流时输出零序电流信号仅为10mV，对于电磁环境复杂的应用场景，极低的信噪比也会影响采样系统的精度。

满量程输入范围(FSR)限制了模数转换器(ADC)输入通道的最大输入信号，而为了保证采样精度，信号的信噪比不能太低，在一定程度上，这与工程上要求电子式零序电流的宽范围采样有所矛盾，基于现有技术方案中一级放大电路和一个采样通道的结构，无论怎么调整其微型互感器的变比或一级放大电路的增益等，都很难同时兼顾宽范围输入信号的上限和下限，最终无法保证宽范围输入信号的采样精度。

综上所述，面向电子式互感器，寻找一种对宽范围输入的零序电流信号进行高精度采样的系统及方法是当前需要解决的问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于，提供一种面向电子式互感器的零序电流采样系统及采样方法，能够同时兼顾宽范围输入信号的上限和下限，对宽范围输入的零序电流信号具有较高的采样精度。

为解决上述技术问题，本发明提供一种面向电子式互感器的零序电流采样系统，包括：微型互感器、信号调理模块、模数转换模块、信号处理模块和人机交互模块；微型互感器的输入端为电子式电流互感器输出的零序电流信号，微型互感器的输出端连接信号调理模块的输入端，信号调理模块的输出端连接模数转换模块的输入端，模数转换模块的输出端连接信号处理模块的输入端，信号处理模块的输出端连接人机交互模块的输入端。

优选的，信号调理模块包括信号调理电路1和信号调理电路2；其中，信号调理电路1包括放大电路1、滤波电路1；信号调理电路2包括放大电路2、滤波电路2；放大电路1的输入端为整个信号调理模块的输入端，连接微型互感器的输出端，放大电路1的输出端同时连接滤波电路1的输入端和放大电路2的输入端，滤波电路1的输出端连接模数转换模块的第一输入端，放大电路2的输出端连接滤波电路2的输入端，滤波电路2的输出端连接模数转换模块的第二输入端。

优选的，信号处理模块包括中央处理器及外围电路、外部存储器；中央处理器及外围电路的输入端为整个信号处理模块的输入端，连接模数转换模块的输出端，中央处理器及外围电路的输出端为整个信号处理模块的输出端，连接人机交互模块的输入端；外部存储器只与中央处理器及外围电路连接。

相应的，一种面向电子式互感器的零序电流采样方法，包括如下步骤：

步骤1、根据系统硬件参数和特性，确定一个电流分界点，大于此电流的为较大电流，小于此电流的为较小电流；

步骤2、规定CPU使用通道1的数据判断系统输入的电流类型为较大电流或者较小电流；规定系统输入较大电流时CPU上送通道1的数据，系统输入较小电流时CPU上送通道2的数据；

步骤3、对ADC的两个通道分别进行校准；

步骤4、在硬件规定的范围内，向系统输入任意大小的电流进行验证。

优选的，步骤3中，对ADC的两个通道分别进行校准包括如下步骤：

步骤31、根据电流分界点，向系统输入一个较大电流；

步骤32、输入信号经过微型互感器、信号调理模块及模数转换模块后，CPU实时读取ADC两个通道的码值；

步骤33、上位机对CPU发送校准通道1的命令，同时发送系统当前输入的电流值；

步骤34、CPU先根据ADC通道1的码值计算出ADC通道1的电压值，再根据通道电压值与上位机发送的系统当前输入电流值计算出校准系数并存储到外部存储器，最后再根据校准系数及实时码值计算出通道1校准后的实时电流值，并将实时电流值上送至上位机的校准界面；

步骤35、根据电流分界点，向系统输入一个较小电流；

步骤36、输入信号经过微型互感器、信号调理模块及模数转换模块后，CPU实时读取ADC两个通道的码值；

步骤37、上位机对CPU发送校准通道2的命令，同时发送系统当前输入的电流值；

步骤38、CPU先根据ADC通道2的码值计算出ADC通道2的电压值，再根据通道电压值与上位机发送的系统当前输入电流值计算出校准系数并存储到外部存储器，最后再根据校准系数及实时码值计算出通道2校准后的实时电流值，并将实时电流值上送至上位机的校准界面。

优选的，步骤34和38中，ADC的通道电压值计算公式如式(1)：

所述校准系数的计算公式如式(2)：

校准后的实时电流值计算公式如式(3)：

其中，V

优选的，步骤4中，在硬件规定的范围内，向系统输入任意大小的电流进行验证具体包括如下步骤：

步骤41、在硬件规定范围内，向系统中输入一个任意大小的电流；

步骤42、CPU实时读取ADC两个通道的码值并根据各自校准系数及式(3)分别计算出各自通道的实时电流值；

步骤43、CPU根据通道1的实时电流值判断是否大于分界电流，如果大于分界电流，则发送通道1的实时电流值到上位机的显示界面，如果小于分界电流，则发送通道2的实时电流值到上位机的显示界面。

本发明的有益效果为：本发明中的一种面向电子式互感器的零序电流采样系统建立了两个采样通路，输入信号进入系统后一分为二，分别经过一级放大及滤波电路、二级放大及滤波电路后，进入ADC的两个采样通道，这种特定的电路结构让较小信号经过了二级放大电路，提高了较小信号的放大倍数，并且二级放大电路比一级放大电路具有更好的高频噪声抑制能力，较小信号经过二级放大电路后再通过后面的滤波电路能够获得较高的信噪比，另外，这种特定的电路结构让较大信号经过一级放大电路，适当减小了较大信号的放大倍数，防止信号超出ADC量程，同时也能够避免较大信号产生的磁场强度处于微型互感器磁滞回线的非线性区域；本发明中的一种面向电子式互感器的零序电流采样方法，对采样电流进行了分段校准，保证了两个采样通道分别在较大信号校准点和较小信号校准点附近一段范围内的精度，通过设置合适的校准点就能够同时兼顾宽范围输入信号的上限和下限，因此本发明对宽范围输入的零序电流信号具有较高的采样精度。

图1为本发明的采样系统结构示意图。

图2为本发明的采样方法流程示意图。

图3为本发明的采样方法校准流程示意图。

图4为本发明的采样方法验证流程示意图。

图5为本发明与现有技术方案试验数据对比图。

图6为本发明与现有技术方案精度对比图。

具体实施方式

如图1所示，一种面向电子式互感器的零序电流采样系统，包括：

微型互感器，用于隔离电子式电流互感器输出的零序电流信号，同时根据系统的整体设计参数适当变换信号幅值。

信号调理模块，包括放大电路和滤波电路，其中放大电路由运算放大器及其外围电路组成，用于将前级模块输入的信号放大，提高信噪比的同时降低输出阻抗，滤波电路用于减少电路中的高频干扰。

模数转换模块，包括模数转换器(ADC)及其外围电路，用于将信号调理电路输入的模拟信号转换为数字信号。

信号处理模块，包括中央处理器(CPU)及其外围电路、外部存储器，中央处理器用于对模数转换模块进行控制操作，读取模数转换模块输出的数字信号，并将数字信号经过软件滤波、计算等方法处理后上送至人机交互模块。外部存储器用于存储校准系数等定值参数。

人机交互模块，包括上位机及上位机软件，用于显示信号处理模块上送的零序电流值。

上述的一种面向电子互感器的零序电流采样系统，各模块间连接关系为：所述微型互感器的输入端为电子式电流互感器输出的零序电流信号，所述微型互感器的输出端连接信号调理模块的输入端；所述信号调理模块的输出端连接模数转换模块的输入端；所述模数转换模块的输出端连接信号处理模块的输入端；所述信号处理模块的输出端连接人机交互模块的输入端。

所述信号调理模块包括信号调理电路1和信号调理电路2；其中，信号调理电路1包括放大电路1、滤波电路1；信号调理电路2包括放大电路2、滤波电路2；各个电路间连接关系为：放大电路1的输入端为整个信号调理模块的输入端，连接微型互感器的输出端；所述放大电路1的输出端同时连接滤波电路1的输入端和放大电路2的输入端；所述滤波电路1的输出端连接模数转换模块的第一输入端；所述放大电路2的输出端连接滤波电路2的输入端；所述滤波电路2的输出端连接模数转换模块的第二输入端。

进一步的，所述放大电路1的输出端连接放大电路2的输入端，作用是将进入通道2的较小信号进行两级放大，得到较高的放大倍数，进一步提高较小信号的信噪比，同时进一步提高对高频干扰信号的负增益。

所述信号处理模块包括中央处理器及外围电路、外部存储器；中央处理器及外围电路的输入端为整个信号处理模块的输入端，连接模数转换模块的输出端，中央处理器及外围电路的输出端为整个信号处理模块的输出端，连接人机交互模块的输入端；外部存储器只与中央处理器及外围电路连接。

为了更好地实现上述一种面向电子式互感器的零序电流采样系统，本实施例中，各个模块涉及到器件的选型及参数设置依据如下：

具体地，微型互感器的选型需要选择具有较高输入阻抗、较好的高低温性能、较好的比差及角差，本采样系统能够提升小信号的信噪比及抗干扰能力，因此在互感器磁滞回线的选择上可适当倾向于宽范围输入的上限，本实施例中选择的互感器型号为TR1176-3CA(2V/1V)。

在信号调理模块中，放大电路的电压增益不宜设置过高，避免出现饱和失真，滤波电路需要根据谐波采集需求设置带宽，放大电路及滤波电路都应选择低温漂的元器件；具体地，本实施例中交流小信号的输入电压范围为0.01V-6V，放大电路1的电压增益为2倍，放大电路2的电压增益为12倍，设置滤波电路的带宽为1.1KHz。

模数转换模块应具备较高的分辨率、合适的满量程输入范围(FSR)、较短的转换时间以及具备高速数字接口，具体地，本实施例中选择AD7606BSTZ作为模数转换器，通过外围电路配置FSR为10V。

信号处理模块应该具备较强的数字信号处理能力，具备高速数字接口，同时能够通过高速数字接口连接ADC及外部存储设备，本实施例中外部存储设备选择电可擦可编程只读存储器(EEPROM)，通过IIC接口与中央处理器(CPU)连接，掉电不丢失校准参数。

人机交互模块需要满足串口通讯功能，能够实时接收信号处理模块上送的电流值以及下发系统输入电流及校准命令即可。

实施例二，一种面向电子式互感器的零序电流采样方法，如图2所示，所述方法包括如下步骤：

第一步，根据系统硬件参数和特性，确定一个电流分界点，规定大于此电流的为较大电流，小于此电流的为较小电流；具体地，输入信号范围在0.01V-6V，而互感器额定电压为2V，结合以上两点，电流分界点可设置为一个较低的值，选择0.06V作为分界点。

第二步，规定CPU使用通道1的数据判断系统输入的电流类型为较大电流或者较小电流；规定系统输入较大电流时CPU上送通道1的数据，系统输入较小电流时CPU上送通道2的数据；

第三步，对ADC的两个通道分别进行校准；

第四步，在硬件规定的范围内，向系统输入任意大小的电流进行验证。

进一步的，如图3所示，所述对ADC的两个通道分别校准又分为如下步骤：

第一步，根据电流分界点，向系统输入一个较大电流；

第二步，输入信号经过微型互感器、信号调理电路及模数转换后，CPU实时读取ADC两个通道的码值；

第三步，上位机对CPU发送校准通道1的命令，同时发送系统当前输入的电流值；

第四步，CPU先根据ADC通道1的码值计算出ADC通道1的电压值，再根据通道电压值与上位机发送的系统当前输入电流值计算出校准系数并存储到外部存储器，最后再根据校准系数及实时码值计算出通道1校准后的实时电流值，并将实时电流值上送至上位机的校准界面；

第五步，根据电流分界点，向系统输入一个较小电流；

第六步，输入信号经过微型互感器、信号调理电路及模数转换后，CPU实时读取ADC两个通道的码值；

第七步，上位机对CPU发送校准通道2的命令，同时发送系统当前输入的电流值；

第八步，CPU先根据ADC通道2的码值计算出ADC通道2的电压值，再根据通道电压值与上位机发送的系统当前输入电流值计算出校准系数并存储到外部存储器，最后再根据校准系数及实时码值计算出通道2校准后的实时电流值，并将实时电流值上送至上位机的校准界面；

其中，第四步与第八步中所述ADC的通道电压值计算公式如式(1)：

所述校准系数的计算公式如式(2)：

校准后的实时电流值计算公式如式(3)：

其中，V

进一步的，如图4所示，在硬件规定的范围内，向系统输入任意大小的电流进行验证又分为如下步骤：

第一步，在硬件规定范围内，向系统中输入一个任意大小的电流；

第二步，输入信号经过微型互感器、信号调理电路及模数转换后，CPU实时读取ADC两个通道的码值并根据各自校准系数及式(3)分别计算出各自通道的实时电流值；

第三步，CPU根据通道1的实时电流值判断是否大于分界电流，如果大于分界电流，则发送通道1的实时电流值到上位机的显示界面，如果小于分界电流，则发送通道2的实时电流值到上位机的显示界面。

综上所述，在实施例一中，系统输入信号经过微型互感器后进入信号调理模块，在信号调理模块中分成两路进入ADC，一路经过一级放大电路及滤波后进入ADC的通道1，另一路经过两级放大及滤波后进入ADC的通道2，这种特定的电路结构有效的提高了较小信号的信噪比及抗干扰能力；实施例二提出了一种零序电流采样方法，对采样电流进行了分段校准，保证了各自通道在各自校准点附近范围内的精度，提高了整体系统在宽范围输入条件下的采样精度。

图5展示了一个本发明技术方案实施例与现有技术方案试验数据的对比，其中现有技术方案1根据宽范围输入下限设置参数，在系统输入较小电流时能保持良好的线性度，在系统输入较大电流时信号出现饱和失真，导致上送数据异常，现有技术方案2根据宽范围输入上限设置参数，在较大输入时没有出现数据异常，但是在输入较小电流时，其线性度不佳。本发明技术方案实施例的试验数据表明，本发明技术方案在全部宽范围输入信号内都具有更好的线性度。图6是基于图5的试验数据计算出的本发明技术方案实施例与现有技术方案的精度对比，进一步展示了本发明的有益效果。