一种多尺度可配置的窄过渡带信道化器低复杂度实现方法

技术领域

本发明涉及的是一种电子信息与通信技术，具体地说是窄过渡带信道化器低复杂度实现方法。

背景技术

信道化技术是多载波通信系统中广泛用于解决多信号、多信道同时接收问题的方案，特别是用于接收和检测宽带复杂电磁信号。一方面，需要保证信号检测的准确性，例如，为了检测信号，对于微弱的输入信号，需要进行窄带信道化，以提高信噪比(SNR)。另一方面，要求尽量减少接收机的延时，例如对于强信号，不需要相同的窄带信道化，这会增加接收机的延迟。固定的信道化器通常会平衡接收机的总体要求，无法个性化以满足不同信号的需求。

多相信道化结构作为一种重要的频域信道化技术兼具了较低的复杂度和高效的实现架构，而传统的多相信道化器不能动态调整信道大小。很多研究已经改进了多相信道化结构以获得更好的性能。在《一种为高分辨率宽带信道设计的低功耗低复杂度可重构的非最大抽取滤波器组》中提出通过增加信道数量来提高频率分辨率和灵敏度，然后使用频率响应屏蔽或无乘法器技术来降低复杂度。在《使用调制完美重构滤波器组的软件无线电系统的高效宽带信道化器》中试图重建信道化子信号以实现可变带宽，这样增加了延迟，降低了时间分辨率抑或增加了数据量。《低复杂度可重构数字中频滤波器的设计》试图为宽带信道化器设计可变带宽滤波器，以实现多尺度接收，但它们比多相信道化更复杂。

关于窄过渡带宽滤波器已有许多研究，《内插和频率响应屏蔽FIR滤波器设计的统一方法》提出了改进的频率响应屏蔽(Frequency response masking,FRM)方法，并将其推广到更广泛的滤波器设计。《助听器用低功耗16带非均匀滤波器组的设计》将FRM方法应用于滤波器组设计，以降低实现复杂性，实现可配置的均匀或非均匀滤波器组。FRM滤波器组可以降低复杂性，但当将FRM方法用于多相离散傅里叶变换(DFT)信道化器的原型滤波器设计时，在实现过程中不能进行多相分解。

发明内容

本发明的目的在于提供能解决多相离散傅里叶变换(DFT)滤波器组的低复杂度实现问题的一种多尺度可配置的窄过渡带信道化器低复杂度实现方法。

本发明的目的是这样实现的：

本发明一种多尺度可配置的窄过渡带信道化器低复杂度实现方法，其特征是：

(1)延迟和抽取：

将采样频率为f

抽取因子为

和/>

(2)多相滤波：

将原型低通滤波器通过D

式中，h

通过FRM方法降低滤波器的复杂度，并通过CEM-FRM方法对滤波器的结构进行优化；

h

其中h

用CEM-FRM滤波器组表示

通过CEM-FRM和系数抽取方法获得原型滤波器的多相分量，通过将多相子滤波器替换为基于CEM-FRM的多相滤波器组分量，得到低复杂度综合信道化器；

(3)FFT：

基于时间抽取的N点FFT逐级分解，直到它被分成几个2点FFT，多尺度信道化器中的信道数为

通过不同的时钟获得不同尺度的多相子信号，并输出0到M-1相子信号至多相滤波模块，多相滤波后的M相子信号从M

本发明的优势在于：本发明低复杂度多尺度信道化器的信道大小可以根据输入信号进行配置，能够更灵活地设置性能指标，实现更好的时间和频率分辨率，提高灵敏度，和尽可能的减少延迟，同时通过CEM-FRM方法对滤波器进行优化，易于工程实现。

附图说明

图1为传统的多相信道化结构图；

图2为多尺度信道划分的频谱示意图；

图3为CEM-FRM方法的频域示意图；

图4为延时和抽取的执行时间示意图；

图5为多相滤波器组的结构图；

图6为基于时域抽取的8点FFT示意图；

图7为多尺度多相信道化器结构图；

图8为多尺度低通滤波器的幅频响应。

具体实施方式

下面结合附图举例对本发明做更详细地描述：

结合图1-8，本发明提出了一种低复杂度多尺度多相数字信道化器，此信道化器通过系数抽取的方法改变子信道带宽，只需要设计一个原型低通滤波器，并保持了多相信道化结构的简单性和低复杂度。

在常规的M信道化器中，输入信号x(n)首先与子信道中心频率混合，然后进行低通滤波，最后经过下采样获得输出子信号y

其中M是信道数，k是信道序号，k＝0，1，…，M-1，D为下采样因子，

下采样因子D通常是一个不大于M的整数，在多相信道化结构中通常被选为M·2

其中x

根据(2)式，可以得到传统的多相信道化器，如图一所示。

而多尺度信道化器旨在实现不同尺寸的信道化，多尺度信道划分的频域图如图二所示。子信道带宽B与信道数量M的关系满足B·M＝2π。多相子滤波器的数目和离散傅里叶变换(DFT)的大小均为M，低通滤波器的带宽与子信道的带宽相同。由于在实现过程中DFT经常被快速傅里叶变换(FFT)代替，多尺度信道化器中的信道数满足M＝2

为了得到多尺度信道化器，采用系数抽取法获得可变带宽低通滤波器。当以因子D

/>

其中H

从(3)可以看出，H

在原型低通滤波器的抽取过程中，为了确保抽取的低通滤波器保持线性相位，原型低通滤波器应为偶数阶，从而使整数倍抽取后滤波器系数是偶(奇)对称的。抽取低通滤波器和原型低通滤波器的关系可以表示为

h

其中，h

根据图二所示的信道划分，为了防止混叠和降低信道化输出信号的采样频率，抽取因子选择为

其中

根据(2)和(5)，与传统多相信道化器相比，多尺度多相信道信号处理结构有以下变化：

1)下采样因子变为

2)由于抽取，一些多相子滤波器被丢弃，

3)信道和FFT大小变为

抽取因子D

为了降低复杂度，引入了一种改进的FRM的方法。基于FRM的滤波器h(n)可通过(6)得到，h

可以得到

将

当L是K的整数倍时，我们可以进一步得到

h(n)的多相分量可以表示为

因为传统的FRM方法不容易满足L是K的整数倍的条件，为了获得基于FRM的原型滤波器的多相分量，我们提出了CEM-FRM方法。

CEM-FRM方法的频域图示如图三所示。H

h

h

令

/>

我们可以得到CEM-FRM方法

多尺度信道器实现的关键在于如何有效地实现不同尺度。多尺度多相信道化器的实现可以分为三个主要模块：延迟和抽取，多相滤波，还有FFT。下面从三个子模块到整个信道化器介绍实现方法。

1、延迟和抽取

延迟和抽取模块将采样频率为f

同步时钟的频率可以设置为

在图四中，

2、多相滤波

为了实现不同尺度的带宽，将原型低通滤波器通过D

式中，h

可以通过FRM方法降低滤波器的复杂度，但正如前文提到的，常规的FRM方法不一定能获得基于FRM的原型滤波器的多相分量。下面通过CEM-FRM方法对滤波器的结构进行优化。

由于(12)中的h

/>

其中h

用CEM-FRM滤波器组表示(15)，可以得到

根据(16)，通过CEM-FRM和系数抽取方法可获得原型滤波器的多相分量。通过将多相子滤波器替换为基于CEM-FRM的多相滤波器组分量，就可得到低复杂度综合信道化器。

多相滤波器组的结构如图五所示，虚线框中的多相子滤波器被丢弃，而实线框中剩余的子滤波器形成一个新的多相滤波器组。为了保证信道化器的线性相位，不能丢弃包含脉冲响应

3、FFT

如图六所示，基于时间抽取的N点FFT可以逐级分解，直到它被分成几个2点FFT。多尺度信道化器中的信道数为

例如，为了通过8点FFT实现4点FFT，可以从输入引脚0、2、4和6输入信号，然后从输出引脚0、1、2和3输出信号，其他引脚的输入为0，或者从输入引脚1、3、5和7输入信号，其他引脚的输入为0，从引脚4、5、6和7输出。图六中的蓝色和绿色分别是使用8点FFT实现4点和2点FFT的示意图。

4、多尺度多相信道化器

多尺度多相位信道化器的实现结构如图七所示。延迟和抽取模块通过不同的时钟获得不同尺度的多相子信号，并输出0到M-1相子信号至多相滤波模块。多相滤波后的M相子信号从M

表一不同尺度滤波器的性能

在仿真中，假设最大信道数为64个，同时原型低通滤波器带宽为0.015625π，不同尺度的滤波器参数如表一所示。当原型低通滤波器被因子2、4、8和16抽取时，就可以分别获得32、16、8和4信道信道化器。这些低通滤波器的幅频响应如图八所示，滤波器的带宽随不同的抽取因子而变化，而阻带衰减会随抽取而恶化。信道化输出结果的阻带抑制受滤波器的阻带衰减和输出信号的抽取因子的影响。因此，多尺度信道化输出的阻带抑制符合相同的标准，并且不会因多尺度滤波器阻带衰减的恶化而恶化。

表二多尺度信道化器的性能指标

对于采样频率为1GHz的电子战接收机，假设噪声系数为0dB，识别因子为5dB。表二列出了几种不同尺度的延迟、频率分辨率、时间分辨率和灵敏度。在多相信道化接收机，随着灵敏度和频率分辨率的提高，时延和时间分辨率必然会变差，反之亦然。本发明提出的多尺度信道化器可以通过动态调整，灵活改变信道化尺度，适应不同信号的检测要求，从而提高接收机的动态性能。