谐振变换器及其控制方法

技术领域

本揭示内容是有关于一种变换器，特别是关于一种谐振变换器及其控制方法。

背景技术

传统的谐振变换采用变频控制方式。当谐振变换器的工作频率低于谐振频率时，原边开关能够实现零电压切换(zero voltage switching，ZVS)，并且副边开关能够实现零电流切换(zero current switching，ZCS)。谐振变换器被广泛的应用于高效率、高频率以及高功率的系统中，例如是高端服务器、网络交换机、储存装置、电信基站、数据中心等等。其中电感-电感-电容(inductor-inductor-capacitor，LLC)谐振变换器被广泛的应用于功率转换系统中。

网络电源供应器一般而言需要满足保持时间及电源线扰动(power linedisturbance，PLD)的需求。保持时间代表当输入电源失效时，LLC谐振变换器的输入电压需要保持一段时间，例如十毫秒至二十毫秒，用于系统备份。PLD代表当输入电源失去一段时间时，例如十毫秒，接着输入电源恢复。在上述时间中，LLC谐振变换器输出电压需要保持在特定的电压范围内，且系统的运行不能被打断。

网络电源供应器包含功率因数校正电路(power factor correction，PFC)及LLC谐振变换器，其中LLC谐振变换器的输入侧连接至PFC的输出侧。当输入电源掉电时，PFC的母线电压(bulk voltage)将会降低，并且LLC谐振变换器的输出电压无法在PFC的母线电压降低至特定临界值时维持在特定的电压范围内。

目前有越来越多的研究专注于增加电源供应器的保持时间。一种方案是去增加PFC输出端的电容器的电容值。上述方案可以增加保持时间，但是也会增加成本及占用电源供应器中的更多空间。另一种技术方案是在PFC和LLC谐振变换器之间增加升压电路。上述方案可以增加保持时间，但是也会增加成本及电源供应器的设计复杂度。

以上提及的技术方案具有诸如高成本及低电源密度的缺点。

发明内容

本发明实施例包含一种谐振变换器。谐振变换器包括原边电路、变压器、谐振网络、副边电路及控制电路。原边电路用以接收输入电压并且包括多个原边开关。原边开关用以以开关频率动作，其中原边开关的至少一者用以从第一开关时刻直到第二开关时刻的时间段内导通。变压器具有原边绕组及副边绕组。谐振网络耦接于原边电路及原边绕组之间，其中谐振网络的电流在第一时刻改变流动方向，第一时刻介于第一开关时刻及第二开关时刻之间。副边电路耦接于副边绕组并且用以提供输出电压至负载，并且包括多个副边开关。副边开关的至少一第一者用以在从第一时刻至第二时刻的第一预设时间段内导通以通过预设电压钳位副边绕组，使得谐振网络的电流在第一方向增加，以及谐振变换器的输出电流在第二方向增加或等于零。副边开关的至少一第二者用以在从第三时刻至第二开关时刻的第二预设时间段内导通以通过预设电压钳位副边绕组，使得谐振网络的电流在第一方向增加，以及谐振变换器的输出电流在第二方向增加或等于零，其中第三时刻介于第二时刻及第二开关时刻之间。控制电路耦接原边开关以及副边开关，控制电路用以控制原边开关的至少一者从第一开关时刻直到第二开关时刻的时间段内导通，并且用以控制副边开关的至少一第一者在第一预设时间段内导通以及副边开关的至少一第二者在第二预设时间段内导通。

在一些实施例中，控制电路还用以依据输出电压调整第一预设时间段及/或第二预设时间段，或用以依据输出电压及输入电压调整第一预设时间段及/或第二预设时间段。

在一些实施例中，控制电路还用以在从一第四时刻直到第三时刻的一第三预设时间段内控制副边开关断开，使得谐振变换器的输出电流等于零，其中第四时刻介于第二时刻及第三时刻之间。

在一些实施例中，控制电路还用以依据输出电压调整第三预设时间段，或用以依据输出电压及输入电压调整第三预设时间段。

在一些实施例中，副边绕组还包括：第一端、第二端及中心抽头端。副边开关包括第一开关及第二开关。第一开关的第一端耦接至副边绕组的第一端。第二开关的第一端耦接至副边绕组的第二端，第二开关的第二端耦接至第一开关的第二端。在一些实施例中，第一开关的第二端耦接至谐振变换器的第一输出端并且中心抽头端耦接至谐振变换器的第二输出端，并且控制电路还用以在第一预设时间段内控制第二开关导通，以通过预设电压钳位副边绕组，使得谐振网络的电流在方向增加以及谐振变换器的输出电流在第二方向增加，并且用以在第二预设时间间距中控制第二开关导通，以通过预设电压钳位副边绕组在方向，使得谐振网络的电流在第一方向增加以及谐振变换器的输出电流在第二方向增加。在一些实施例中，第一开关的第二端耦接至谐振变换器的第二输出端并且中心抽头端耦接至谐振变换器的第一输出端，并且控制电路还用以在第一预设时间段内控制第一开关导通，以通过预设电压钳位副边绕组，使得谐振网络的电流在第一方向增加以及谐振变换器的输出电流在第二方向增加，并且用以在第二预设时间段内控制第一开关导通，以通过预设电压钳位副边绕组，使得谐振网络的电流在第一方向增加以及谐振变换器的输出电流在第二方向增加。

在一些实施例中，控制电路还用以在从第四时刻直到第三时刻的第三预设时间段内控制第一开关及第二开关断开，使得谐振变换器的输出电流等于零，其中第四时刻介于第二时刻及第三时刻之间。

在一些实施例中，副边开关包括第一开关、第二开关、第三开关及第四开关。第一开关的第一端耦接至副边绕组的第一端，且第一开关的第二端耦接至谐振变换器的一第一输出端。第二开关的第一端耦接至副边绕组的第一端，且第二开关的第二端耦接至谐振变换器的第二输出端。第三开关的第一端耦接至第一开关的第二端，且第三开关的一第二端耦接至副边绕组的第二端。第四开关的第一端耦接至副边绕组的第二端，且第四开关的第二端耦接至第二开关的第二端。

在一些实施例中，第一开关及第四开关形成第一开关组，并且第二开关及第三开关形成第二开关组。控制电路还用以在第一预设时间段内或第二预设时间段内控制第二开关组导通，通过预设电压钳位副边绕组，使得谐振网络的电流在第一方向增加以及谐振变换器的输出电流在第二方向增加。

在一些实施例中，第一开关及第三开关形成第三开关组，并且第二开关及第四开关形成第四开关组。控制电路还用以在第一预设时间段内或第二预设时间段内控制第三开关组及第四开关组的一者导通，通过预设电压钳位副边绕组，使得谐振网络的电流在第一方向增加，以及预设电压等于零并且谐振变换器的输出电流等于零。

在一些实施例中，控制电路还用以在从第四时刻直到第三时刻的第三预设时间段内控制第一开关、第二开关、第三开关及第四开关的至少三者断开使得谐振变换器的输出电流等于零，其中第四时刻介于第二时刻及第三时刻之间。

在一些实施例中，控制电路还包括：电压控制振荡器、原边驱动器、输出取样处理器、比较器、控制环路、超前时间控制电路、滞后时间控制电路及副边驱动器。电压控制振荡器用以提供开关频率。原边驱动器用以依据开关频率驱动原边开关。输出取样处理器用以接收输出电压并且提供成比例的输出电压。比较器，用以比较成比例的输出电压与参考电压，并且用以产生对应成比例的输出电压及参考电压之间的差值的误差信号。控制环路用以接收误差信号并且提供控制信号。超前时间控制电路用以接收控制信号并且提供第一移相信号。滞后时间控制电路用以接收控制信号并且提供第二移相信号。副边驱动器用以依据开关频率、第一相位转换信号及第二相位转换信号在第一预设时间间距中驱动副边开关的至少第一者导通，并且在第二预设时间间距中驱动副边开关的至少第二者导通。

在一些实施例中，开关频率实质上等于预设频率。

在一些实施例中，控制电路还用以依据输出电压及开关频率调整第一预设时间段及/或第二预设时间段。

在一些实施例中，控制电路还包括输出取样处理器、比较器、控制环路、电压控制振荡器、原边驱动器、第一相位转换角度产生器、第二相位转换角度产生器、超前时间控制电路、滞后时间控制电路及副边驱动器。输出取样处理器用以接收输出电压并且提供成比例的输出电压。比较器用以接收成比例的输出电压与参考电压并且提供误差信号。控制环路用以接收误差信号并且提供控制信号。电压控制振荡器用以接收控制信号并且提供开关频率。原边驱动器用以依据开关频率驱动原边开关。第一移相角产生器用以提供第一移相角。第二移相角产生器用以提供第二移相角。超前时间控制电路用以接收第一移相角并且提供第一移相信号。滞后时间控制电路用以接收第二移相角并且提供第二移相信号。副边驱动器用以依据开关频率、第一移相信号及第二移相信号在第一预设时间段内驱动副边开关的至少第一者导通，并且在第二预设时间段内驱动副边开关的至少第二者导通。

在一些实施例中，第一移相角是第一固定值，并且第二移相角是第二固定值。

在一些实施例中，控制电路还用以依据输出电压、第一移相角及第二移相角调整第一预设时间段及/或第二预设时间段。

在一些实施例中，控制电路还包括输入取样处理器、输出取样处理器、比较器、控制环路、电压控制振荡器、原边驱动器、第一移相角产生器、第二移相角产生器、超前时间控制电路、滞后时间控制电路及副边驱动器。输入取样处理器用以接收输入电压并且提供成比例的输入电压。输出取样处理器用以接收输出电压并且提供成比例的输出电压。比较器用以接收成比例的输出电压与参考电压并且提供误差信号。控制环路用以接收误差信号并且提供控制信号。电压控制振荡器用以接收控制信号并且提供开关频率。原边驱动器用以依据开关频率驱动原边开关。第一移相角产生器用以接收成比例的输入电压、成比例的输出电压及开关频率以提供第一移相角。第二移相角产生器用以接收成比例的输入电压、成比例的输出电压及开关频率以提供第二移相角。超前时间控制电路用以接收第一移相角并且提供第一移相信号。滞后时间控制电路用以接收第二移相角并且提供第二移相信号。副边驱动器用以依据开关频率、第一移相信号及第二移相信号在第一预设时间段内驱动副边开关的至少第一者导通，并且在第二预设时间段内驱动副边开关的至少第二者导通。

在一些实施例中，控制电路还用以依据输出电压及输入电压调整第一预设时间段及/或第二预设时间段。

本发明实施例包含一种控制谐振变换器的方法，谐振变换器包含原边电路、耦接原边电路的谐振网络、具有耦接谐振网络原边绕组及副边绕组的变压器、耦接于副边绕组的副边电路以及耦接原边电路及副边电路的控制电路，其中原边电路包含多个原边开关，且副边电路包含多个副边开关，方法包括：依据开关频率控制原边电路的原边开关，原边电路用以接收输入电压；其中控制原边开关包括：从第一开关时刻直到第二开关时刻的时间段内导通原边开关的至少一者；通过变压器及谐振网络转换输入电压；控制副边电路的副边开关以提供输出电压至负载，其中控制副边开关包括：在从第一时刻至一第二时刻的第一预设时间段内导通副边开关的至少一第一者以通过预设电压钳位副边绕组，使谐振网络的电流在第一方向增加，以及谐振变换器的输出电流在第二方向增加或等于零，其中第一时刻及第二时刻介于第一开关时刻及第二开关时刻之间，并且谐振网络的电流在第一时刻改变一流动方向；在从第三时刻至第二开关时刻的第二预设时间段内导通副边开关的至少一第二者以通过预设电压钳位副边绕组，使谐振网络的电流在第一方向增加，以及谐振变换器的输出电流在第二方向增加或等于零，其中第三时刻介于第二时刻及第二开关时刻之间。

在一些实施例中，方法还包括：依据输出电压调整第一预设时间段及/或第二预设时间段；或依据输出电压及输入电压调整第一预设时间段及/或第二预设时间段。

在一些实施例中，方法还包括：在从第四时刻直到第三时刻的第三预设时间段内控制副边开关断开，使得谐振变换器的输出电流等于零，其中第四时刻介于第二时刻及第三时刻之间。

在一些实施例中，方法还包括：依据输出电压调整第三预设时间段；或依据输出电压及输入电压调整第三预设时间段。

在一些实施例中，控制副边开关还包括：在第一预设时间段内导通第二开关；在从第四时刻直到第三时刻的第三预设时间段内断开第一开关及第二开关；以及在第二预设时间段内导通第二开关；其中第一开关的第一端耦接副边绕组的第一端，并且第一开关的第二端耦接第二开关的一第二端，第二开关的第二端耦接谐振变换器的第一输出端，并且第二开关的第一端耦接副边绕组的第二端，以及谐振变换器的第二输出端耦接中心抽头端，其中副边绕组的两个线圈彼此串联耦接于中心抽头端。

在一些实施例中，控制副边开关还包括：在第一预设时间段或第二预设时间段内导通一第二开关组，第二开关组是通过第二开关及第三开关形成；在从一第四时刻直到第三时刻的第三预设时间段内断开第一开关、第二开关、第三开关及第四开关的至少三者，其中第四时刻介于第二时刻及第三时刻之间，其中第一开关的第一端耦接第二开关的第一端，并且第一开关的第二端耦接第三开关的第一端，第二开关的第一端耦接副边绕组的第一端，并且第二开关的第二端耦接谐振变换器的第二输出端，第三开关的第一端耦接谐振变换器的第一输出端，并且第三开关的第二端耦接副边绕组的第二端，以及第四开关的第一端耦接副边绕组的第二端，并且第四开关的第二端耦接第二开关的第二端。

在一些实施例中，控制副边开关还包括：在第一预设时间段或第二预设时间段内导通第三开关组和第四开关组的一者，第三开关组是通过第二开关及第四开关形成，第四开关组是通过第一开关与第三开关形成；在从第四时刻直到第三时刻的第三预设时间段内断开第一开关、第二开关、第三开关及第四开关的至少三者，其中第四时刻介于第二时刻及第三时刻之间，其中第一开关的第一端耦接第二开关的第一端，并且第一开关的第二端耦接第三开关的第一端，第二开关的第一端耦接副边绕组的第一端，并且第二开关的第二端耦接谐振变换器的第二输出端，第三开关的第一端耦接谐振变换器的第一输出端，并且第三开关的第二端耦接副边绕组的第二端，以及第四开关的第一端耦接副边绕组的第二端，并且第四开关的第二端耦接第二开关的第二端。

在一些实施例中，控制原边开关还包括：提供开关频率；以及依据开关频率驱动原边开关。控制副边开关还包括：接收输出电压并且提供成比例的输出电压；比较成比例的输出电压与参考电压；基于成比例的输出电压及参考电压之间的差值产生误差信号；接收误差信号并且提供一控制信号；依据控制信号提供第一移相信号；依据控制信号提供第二移相信号；以及依据开关频率、第一移相信号及第二移相信号在第一预设时间段内驱动副边开关的至少第一者导通，并且在第二预设时间段内驱动副边开关的至少第二者导通。

在一些实施例中，控制原边开关还包括：接收输出电压并且提供成比例的输出电压；比较成比例的输出电压与参考电压；基于成比例的输出电压与参考电压之间的差值产生误差信号；依据误差信号提供控制信号；依据控制信号产生开关频率；以及依据开关频率驱动原边开关。控制副边开关还包括：依据第一移相角提供第一移相信号；依据第二移相角提供第二移相信号；以及依据开关频率、第一移相信号及第二移相信号在第一预设时间段内驱动副边开关的至少第一者导通，并且在第二预设时间段内驱动副边开关的至少第二者导通。

在一些实施例中，控制原边开关还包括：接收输出电压并且提供成比例的输出电压；比较成比例的输出电压与参考电压；基于成比例的输出电压与参考电压之间的差值产生误差信号；依据误差信号提供控制信号；依据控制信号产生开关频率；以及依据开关频率驱动原边开关。控制副边开关还包括：依据输入电压提供成比例的输入电压；依据开关频率、成比例的输入电压及成比例的输出电压提供第一移相角；依据第一移相角提供第一移相信号；依据开关频率、成比例的输入电压及成比例的输出电压提供第二移相角；依据第二移相角提供第二移相信号；以及依据开关频率、第一移相信号及第二移相信号在第一预设时间段内驱动副边开关的至少第一者导通，并且在第二预设时间段内驱动副边开关的至少第二者导通。

附图说明

本揭示内容可以通过阅读以下实施方式的细节描述并参考随附的附图以完整理解。

图1为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器的电路图；

图2为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器的控制时序图；

图3为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器的电路图；

图4为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器的控制时序图；

图5A为根据本案的一些实施例所绘示的具有控制电路的谐振变换器的电路图；

图5B为根据本案的一些实施例所绘示的具有控制电路的谐振变换器的电路图；

图5C为根据本案的一些实施例所绘示的具有控制电路的谐振变换器的电路图。

具体实施方式

于本文中，当一元件被称为“连接”或“耦接”时，可指“电性连接”或“电性耦接”。“连接”或“耦接”亦可用以表示二或多个元件间相互搭配操作或互动。此外，虽然本文中使用“第一”、“第二”、…等用语描述不同元件，该用语仅是用以区别以相同技术用语描述的元件或操作。除非上下文清楚指明，否则该用语并非特别指称或暗示次序或顺位，亦非用以限定本发明。

除非另有定义，本文使用的所有术语(包括技术和科学术语)具有与本发明所属领域的普通技术人员通常理解的相同的含义。将进一步理解的是，诸如在通常使用的字典中定义的那些术语应当被解释为具有与它们在相关技术和本发明的上下文中的含义一致的含义，并且将不被解释为理想化的或过度正式的意义，除非本文中明确地这样定义。

这里使用的术语仅仅是为了描述特定实施例的目的，而不是限制性的。如本文所使用的，除非内容清楚地指示，否则单数形式“一”、“一个”和“该”旨在包括复数形式，包括“至少一个”。“或”表示“及/或”。如本文所使用的，术语“及/或”包括一个或多个相关所列项目的任何和所有组合。还应当理解，当在本说明书中使用时，术语“包括”及/或“包含”指定所述特征、区域、整体、步骤、操作、元件的存在及/或部件，但不排除一个或多个其它特征、区域整体、步骤、操作、元件、部件及/或其组合的存在或添加。

以下将以附图揭露本案的多个实施方式，为明确说明起见，许多实务上的细节将在以下叙述中一并说明。然而，应了解到，这些实务上的细节不应用以限制本案。也就是说，在本揭示内容部分实施方式中，这些实务上的细节是非必要的。此外，为简化附图起见，一些已知惯用的结构与元件在附图中将以简单示意的方式绘示。

图1为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器100的电路图。如图1所示，谐振变换器100用以从输入电源101接收输入电压VI1并且提供输出电压VO1至负载109，其中输入电压VI1可以由输入电流或输入功率替代；输出电压VO1可以由输出电流或输出功率替代。谐振变换器100包含原边电路110、谐振网络120、变压器130、副边电路140及控制电路150。

在一些实施例中，原边电路110耦接至输入电源101以接收输入电压VI1。变压器130具有原边绕组及副边绕组。谐振网络120耦接于原边电路110及原边绕组之间，其中谐振网络120可以实施为电感-电感-电容(inductor-inductor-capacitor，LLC)谐振网络、LC谐振网络或LCC谐振网络。副边电路140耦接于副边绕组及负载109之间。在一些实施例中，原边电路110用以接收输入电源101的电能并将电能传输给谐振网络。在一些实施例中，输入电源101是前级电路的输出电容或独立直流电源或其他电路的直流输出。谐振网络120用以储存电能并且传输电能至变压器130。变压器130用以传输电能至副边电路140，以及副边电路140用以接收电能并且提供电能至负载109。变压器130可以用以从副边电路140传输电能至谐振网络120及/或输入电源101。控制电路150用以控制原边电路110及副边电路140。

如图1所示，原边电路110实施为包含开关SP11及SP12的半桥电路。开关SP11及SP12串联耦接。开关SP11耦接至输入电源101于节点N10。开关SP12耦接至输入电源101于节点N12。在一些实施例中，开关SP11及SP12用以依据控制电路150决定的开关频率动作。在一些其他实施例中，原边电路110实施为全桥电路，如图3所示的原边电路310。

如图1所示，谐振网络120实施为包含电感LR1、励磁电感LM1及电容CR1的LLC谐振网络。励磁电感LM1并联耦接至原边绕组LP1。励磁电感LM1为独立于原边绕组LP1的电感，或励磁电感LM1为原边绕组LP1的杂散电感(stray inductance)。在谐振变换器100运行时，励磁电流ILM1流经励磁电感LM1。电感LR1的第一端耦接开关SP11及SP12于节点N11，电感LR1的第二端耦接原边绕组LP1于节点N13。电容CR1的第一端耦接原边绕组LP1于节点N14，电容CR1的第二端耦接开关SP12于节点N12。在谐振变换器100运行时，电流ILR1流经电感LR1。在一些实施例中，谐振网络120实施为包含电感、励磁电感及串联连接的两个电容的LLC谐振网络。电感的第一端耦接SP11及SP12于节点N11，电感的第二端耦接原边绕组LP1于节点N13。两个电容的串联连接点耦接原边绕组LP1于节点N14，串联连接的两个电容分别连接于节点N10和N12。

如图1所示，变压器130为包含原边绕组LP1及副边绕组的中心抽头式(center-tapped)变压器，其中副边绕组包含两个线圈LN11及LN12。中心抽头式变压器的副边绕组包含第一端N17、中心抽头端N16及第二端N18。线圈LN11及LN12串联连接于中心抽头端N16并且耦接至副边电路140。输出电压是输入电压乘上副边绕组及原边绕组的匝数比。

如图1所示，副边电路140实施为包含开关SS11及SS12的半桥电路。开关SS11的第一端耦接至副边绕组的第一端N17，且开关SS11的第二端耦接至谐振变换器100的第一输出端N15。开关SS12的第一端耦接至副边绕组的第二端N18，且开关SS12的第二端耦接至开关SS11的第二端。中心抽头端N16耦接至谐振变换器100的第二输出端。负载109耦接至谐振变换器100的第一输出端及第二输出端。在一些其他的实施例中，副边电路140实施为全桥电路，如图3所示的副边电路340。

在一些实施例中，控制电路150耦接至原边电路110及副边电路140，并且用以控制原边电路110的开关SP11及SP12以开关频率(例如如下所述且图5A至图5C所示的开关频率FS)动作。

在一些实施例中，开关SP11及SP12的至少一者用以从第一开关时刻(例如图2及图4所示的时刻T20及T40)直到第二开关时刻(例如图2及图4所示的时刻T25及T45)导通。

在一些实施例中，控制电路150用以控制副边电路140的开关SS11及SS12，使得副边开关SS11及SS12的至少一者在时间段(例如图2及图4所示的时间段[T21-T22]、[T24-T25]、[T41-T42]及[T44-T45])中导通以通过钳位电压钳位副边绕组(例如图1及图3所示)，使谐振网络的电流ILR1增大以及谐振变换器的输出电流增大，上述钳位电压为一预设电压，其中预设电压可以是反向电压或等于零，使得来自输入电源101及副边电路140的电能被储存在谐振网络120中以增大电流ILR1并增加谐振变换器100的保持时间。当预设电压是反向电压时，反向电压的极性与副边绕组的感应电压的极性相反。当副边绕组短路时，预设电压等于零。在保持时间中，谐振变换器100的输出电压维持在特定的电压范围内。

在一些实施例中，控制电路150用以依据输出电压VO1调整第一预设时间段(例如时间段[T21-T22]及[T41-T42])及/或调整第二预设时间段(例如时间段[T24-T25]及[T44-T45])，或用以依据输出电压VO1及输入电压VI1调整第一预设时间段及/或调整第二预设时间段。

在一些实施例中，当第一预设时间段及第二预设时间段的任一者增加时，谐振变换器100的增益增加，使得谐振变换器100的输出电压维持在特定的电压范围内。

在一些实施例中，控制电路150用以控制副边开关SS11及SS12在第三时间段(例如时间段[T23-T24]及[T43-T44])中断开，第三预设时间段在第一预设时间段之后且在第二预设时间段之前，以调整谐振变换器100的增益并且实现开关SS11及SS12的零电流开关(ZCS)。

在一些实施例中，控制电路150用以依据输出电压VO1调整第三时间段，或用以依据输出电压VO1及输入电压VI1调整第三时间段。

在一些实施例中，开关SS11及SS12用以根据控制电路150决定的开关频率动作。因此，副边电路140的开关SS11、SS12及原边电路110的开关SP11、SP12以相同的开关频率动作。在一些其他的实施例中，开关SS11、SS12与开关SP11、SP12不以相同的开关频率动作。举例来说，开关SS11、SS12的开关频率是开关SP11、SP12的开关频率的正整数倍。

在一些实施例中，线圈LN11及LN12为变压器130的副边绕组。节点N16被称为变压器130的副边绕组的中心抽头端。节点N17及N18被称为变压器130的副边绕组的两端。

如图1所示，控制电路150用以控制原边电路110的开关SP11及SP12以及副边电路140的开关SS11及SS12。在一些实施例中，控制电路150用以依据输出电压VO1及输入电压VI1决定开关SP11及SP12以及开关SS11及SS12的开关频率、导通时间及断开时间。

举例来说，在输出电压低于目标电压时，控制电路150减少开关频率以增加谐振变换器100的增益。因此，控制电路150用以调整开关频率直到输出电压实质上等于目标电压。

图2为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器100的控制时序图。如图2所示，时序图200绘示谐振变换器100在时刻T20～T27的运行。

如图2及图1所示，时序图200绘示开关SS11、SS12与开关SP11、SP12在不同时刻的驱动信号。此外，时序图200亦绘示电流IL1、ILR1及ILM1的电流波形。

由于谐振变换器100中的开关以开关频率动作，以下的叙述将集中于开关在时间段[T20-T25]中的动作，时间段[T20-T25]为半开关周期。谐振变换器100的开关在不同于时间段[T20-T25]的动作与其在时间段[T20-T25]的动作相似。举例来说，在时间段[T26-T27]中，开关SS11及SS12以及开关SP11及SP12的动作与在时间段[T20-T25]的动作相同。开关SS11及SS12以及开关SP11及SP12在时间段[T25-T26]中的动作作与其在时间段[T20-T25]中的动作互补，其中在时间段[T20-T25]中与在时间段[T25-T26]中导通的开关及断开的开关是互补的。

如图2所示，在时间段[T20-T25]中，开关SP11导通以及开关SP12断开。

如图2所示，在时间段[T20-T21]中，开关SS11断开以及开关SS12导通，使得电流IL1流向从节点N16流经线圈LN12至开关SS12的方向。

在时间段[T20-T21]中，电流ILR1流向从节点N13流经电感LR1至节点N11的方向。电能从电感LR1被传输至电容CR1、输入电源101及副边电路140。

在一些其他实施例中，在时间段[T20-T21]中，开关SS12断开以及开关SS11导通，使得电流IL1流向从节点N17流经线圈LN11至节点N16的方向。

在时间段[T20-T21]中，电流ILR1流向从节点N13流经电感LR1至节点N11的方向。电能从电感LR1及副边电路140被传输至电容CR1及输入电源101。

如上所述，电流ILR1及电流IL1在时刻T21很快地接近零。

如图2所示，在时刻T21之后，电流ILR1改变流动方向，使得在时间段[T21-T22]中，电流ILR1流向从节点N11流经电感LR1至节点N13的方向例如第一方向。电能从输入电源101及电容CR1被传输至副边电路140及电感LR1。

在一些实施例中，在时间段[T20-T21]中，副边绕组被预设电压钳位，其中预设电压为反向电压。反向电压的极性与副边绕组的感应电压的极性相反，且电流ILR1从负值快速升到零并且电流IL1从正值快速降到零。电能从输入电源101及副边电路140被传输至谐振网络120。

如图2所示，在时间段[T21-T22]中，开关SS12导通以及开关SS11断开，使得电流IL1流向从开关SS12流经线圈LN12至节点N16的方向。线圈LN12被反向电压钳位，其中反向电压的极性与线圈LN12的感应电压的极性相反，且电流ILR1在第一方向增加并且电流IL1在第二方向增加，归因于反向电压。电能从输入电源101及副边电路140被传输至谐振网络120。在一实施例中，反向电压与谐振变换器100的输出电压相等。

如上所述，由于电能从输入电源101及副边电路140被传输至谐振网络120，在时间段[T21-T22]中，电流ILR1通过开关SS12导通而快速地增加。通过上述在时间段[T21-T22]中开关的动作，电流ILR1快速地接近所需的电流。

在一些实施例中，控制电路150用以控制开关SS11及SS12以调整电流ILR1。在对应图2的实施例中，时刻T22被定义为在时间段[T21-T23]中，开关SS12断开的时刻。换言之，控制电路150用以通过在时间段[T21-T23]中断开开关SS12以决定时刻T22。举例来说，在控制电路150用以断开开关SS12之前，在较长的时间内维持开关SS12导通，使得时间段[T21-T22]对应增加。如此一来，电流ILR1在较长的时间段[T21-T22]内于第一方向增加，并且保持时间增加。

如上所述，控制电路150用以调整电流ILR1。因此，通过控制开关SS11及SS12以调整时间段[T21-T22]，控制电路150用以调整电流ILR1，以便输出电压增加直到输出电压实质上等于所需的目标电压。

如图2所示，在时间段[T22-T23]中，电流ILR1流向从节点N11流经电感LR1至节点N13的方向。在时间段[T22-T23]中，电能从谐振网络120及输入电源101通过变压器130被传输至及副边电路140。

在时间段[T22-T23]中，开关SS12断开以及开关SS11导通，使得电流IL1流向从节点N16流经线圈LN11至开关SS11的方向。电能从谐振网络120及输入电源101通过变压器130被传输至副边电路140。

如图2所示，在时间段[T23-T24]中，电流ILR1流向从节点N11流经电感LR1至节点N13的方向。在时间段[T23-T24]中，电能从输入电源101被传输至电容CR1。谐振网络120的电感LR1及电容CR1是在谐振状态中。

在时间段[T23-T24]中，开关SS11及SS12均断开，使得电流IL1实质上等于零。在从时刻T23直到时刻T24的时间段[T23-T24]中，控制电路150用以调整谐振变换器100的增益并且控制开关SS11及SS12断开以实现开关SS11及SS12的ZCS。

在一些实施例中，控制电路150用以依据输出电压VO1调整时间段[T23-T24]，或控制电路150用以依据输出电压VO1及输入电压VI1调整时间段[T23-T24]。

如图2所示，在时间段[T24-T25]中，电流ILR1流向从节点N11流经电感LR1至节点N13的方向。

在时间段[T24-T25]中，开关SS12导通以及开关SS11断开，使得电流IL1流向从开关SS12流经线圈LN12至节点N16的方向。

在一些实施例中，线圈LN12被反向电压钳位，且电流ILR1在第一方向增加并且电流IL1在第二方向增加，归因于反向电压。电能从副边电路140及输入电源101被传输至谐振网络120。

如上所述，由于电能从输入电源101及副边电路140被传输至谐振网络120，在时间段[T24-T25]中，电流ILR1快速地增加。

在一些实施例中，控制电路150用以控制开关SS11及SS12以调整时间段[T24-T25]，使得电流ILR1增加以增加保持时间。在对应图2的实施例中，时刻T24被定义为在时间段[T23-T25]中，开关SS12导通的时刻。换言之，控制电路150用以通过在时间段[T23-T25]中导通开关SS12以决定时刻T24。举例来说，在控制电路150用以在时间段[T23-T25]中，较早的导通开关SS12，使得时刻T24向后移动且时间段[T24-T25]对应增加。如此一来，电流ILR1在较长的时间段[T24-T25]增加。

在一些实施例中，在时刻T24向前移动时，时间段[T23-T24]对应减少。换言之，控制电路150用以通过调整时刻T24以控制时间段[T23-T24]。

类似的，在一些实施例中，时刻T22被定义为在时间段[T21-T23]中，开关SS12断开且开关SS11导通的时刻。控制电路150用以通过在时间段[T21-T23]中导通开关SS11以决定时刻T22。举例来说，在控制电路150用以在时间段[T21-T23]中，较晚的导通开关SS11，使得时刻T22向前移动且时间段[T21-T22]对应增加。如此一来，电流ILR1在较长的时间段[T21-T22]增加以增加保持时间。

如上所述，控制电路150用以调整电流ILR1。因此，通过控制开关SS11及SS12以调整时间段[T24-T25]，控制电路150用以调整输出电压直到输出电压实质上等于所需的预设电压。

在一些其他的实施例中，上述在时间段[T20-T25]开关的动作通过下述谐振变换器300实施。当谐振变换器300依据上述控制时序运行时，谐振变换器300的开关SP31～SP34以及SS31～SS34的动作如下所述：开关SP31及SP34如开关SP11动作，开关SP32及SP33如开关SP12动作，开关SS32及SS33如开关SS12动作，且开关SS31及SS34如开关SS11动作。进一步的细节如下所述。

图3为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器300的电路图。如图3所示，谐振变换器300用以接收输入电压VI3并且提供输出电压VO3至负载309。谐振变换器300包含原边电路310、谐振网络320、变压器330、副边电路340及控制电路350。谐振变换器300的部件的配置及运行类似于图1所示的谐振变换器100的部件的配置及运行。因此，简洁起见，在图3相关联的实施例中，部分叙述不再重复说明。

如图3所示，原边电路310实施为包含开关SP31～SP34的全桥电路。开关SP31及SP32串联耦接。开关SP31及SP32分别耦接至输入电源301于节点N31及N32。开关SP33及SP34串联耦接。开关SP33及SP34亦分别耦接至输入电源301于节点N31及N32。在一些实施例中，开关SP31～SP34用以根据控制电路350决定的开关频率动作。在一些其他实施例中，原边电路310实施为半桥电路，如图1所示的原边电路110。

如图3所示，谐振网络320包含电感LR3、励磁电感LM3及电容CR3，其中励磁电感LM3可以实施为励磁电感LM3为独立于原边绕组LP3的电感，或为原边绕组LP3的杂散电感。电感LR3的第一端耦接开关SP31及SP32于节点N33，且电感LR3的第二端耦接变压器330的原边绕组LP3于节点N35。电容CR3的第一端耦接开关SP33及SP34于节点N34，且电容CR3的第二端耦接原边绕组LP3于节点N36。在谐振变换器300运行时，电流ILR3流经电感LR3。

如图3所示，变压器330包含原边绕组LP3及副边绕组LN3。原边绕组LP3的第一端耦接电感LR3于节点N35，并且原边绕组LP3的第二端耦接电容CR3于节点N36。副边绕组LN3耦接副边电路340。在谐振变换器300运行时，电流ILM3流经励磁电感LM3。在一些实施例中，副边绕组LN3的电压通过感应原边绕组LP3的电压而获得。

如图3所示，副边电路340实施为包含开关SS31～SS34的全桥电路。开关SS31～SS34串联耦接。开关SS31及SS32耦接副边绕组LN3于节点N37。开关SS33及SS34耦接副边绕组LN3于节点N38。开关SS31及SS33耦接谐振变换器300的第一输出端于节点N39。开关SS32及SS34耦接谐振变换器300的第二输出端于节点N310。节点N39及节点N310耦接负载309。在一些其他的实施例中，副边电路340实施为半桥电路，如图1所示的副边电路140。

在一些实施例中，开关SS31～SS34用以由控制电路150决定的开关频率动作。因此，开关SS31～SS34及原边电路310的开关SP31～SP34可以以相同的开关频率动作。在一些其他的实施例中，开关SS31～SS34与开关SP31～SP34不以相同的开关频率动作。举例来说，开关SS31～SS34的开关频率是开关SP31～SP34的开关频率的正整数倍。

如图3所示，控制电路350用以控制原边电路310的开关SP31～SP34及副边电路340的开关SS31～SS34。在一些实施例中，控制电路350用以依据输出电压VO3控制开关SP31～SP34及开关SS31～SS34的开关频率、导通时间及断开时间。在一些实施例中，控制电路350用以依据输出电压VO3及输入电压VI3控制开关SP31～SP34及开关SS31～SS34的开关频率、导通时间及断开时间。

举例来说，控制电路350降低开关频率以增加谐振变换器300的增益。因此，控制电路350用以调整开关频率以调整谐振变换器300的增益。

在一些实施例中，谐振变换器300的运行是通过时序图200说明。

如图3及图2所示，在时间段[T20-T25]中，开关SP31及SP34导通以及开关SP32及SP33断开。

如图2所示，在时间段[T20-T21]中，开关SS32及SS33导通以及开关SS31及SS34断开，使得电流IL3流向从节点N37流经副边绕组LN3至节点N38的方向。电能从电感LR3被传输至电容CR3、输入电源301及副边电路340。

在时间段[T20-T21]中，电流ILR3流向从节点N35流经电感LR3至节点N33的方向。

在一些其他实施例中，在时间段[T20-T21]中，开关SS32及SS33用以断开以及开关SS31及SS34用以导通，使得电流IL3流向从节点N37流经副边绕组LN3至节点N38的方向。电能从副边电路340及电感LR3被传输至电容CR3及输入电源301。

在时间段[T20-T21]中，电流ILR3流向从节点N35流经电感LR3至节点N33的方向。

如上所述，由于电能从电感LR3及副边电路340被传输至电容CR3及输入电源301，电流ILR3及电流IL1在时间段[T20-T21]中很快地接近零。

如图2所示，在时间段[T20-T21]中，电流ILR3从负值增加至零。在时刻T21之后，电流ILR3改变流动方向，使得在时间段[T21-T22]中，电流ILR3流向从节点N33流经电感LR3至节点N35的方向。

在一些实施例中，在时间段[T21-T22]中，副边绕组LN3被反向电压钳位，且电流ILR3在第一方向增加并且输出电流IL1在第二方向增加，归因于反向电压。电能从输入电源301及副边电路340被传输至谐振网络320。

如图2所示，在时间段[T21-T22]中，开关SS32及SS33导通以及开关SS31及SS34断开，使得电流IL3流向从节点N38流经副边绕组LN3至节点N37。电能从输入电源301及副边电路340被传输至谐振网络320。

如上所述，由于电能从输入电源301及副边电路340被传输至谐振网络320，在时间段[T21-T22]中，电流ILR3通过开关SS32及SS33导通而快速地在第一方向增加且电流IL3在第二方向增加。通过开关在时间段[T21-T22]中的动作，电流ILR3快速地接近所需的电流。

在时间段[T22-T23]中，开关SS32及SS33断开以及开关SS31及SS34导通，使得电流IL3流向从节点N38流经副边绕组LN3至节点N37的方向。电能从输入电源301及谐振网络320被传输至副边电路340。

如图2所示，在时间段[T23-T24]中，电流ILR3流向从节点N33流经电感LR3至节点N35的方向。在时间段[T23-T24]中，电能从输入电源供应器301被传输至谐振网络320。谐振网络320的电感LR3及电容CR3是在谐振状态中。

在时间段[T23-T24]中，开关SS31～SS34断开，使得电流IL3实质上等于零。

如图2所示，在时间段[T24-T25]中，电流ILR3流向从节点N33流经电感LR3至节点N35的方向。

在时间段[T24-T25]中，开关SS32及SS33导通以及开关SS31及SS34用以断开，使得电流IL3流向从节点N38流经副边绕组LN3至节点N37。

在一些实施例中，电流IL3流经副边绕组LN3，且副边绕组LN3的节点N37及N38之间的感应电压被反向电压钳位。在时间段[T24-T25]中，副边绕组LN3被反向电压钳位，其中反向电压与谐振变换器300的输出电压相同，且电流ILR3在第一方向增加并且电流IL3在第二方向增加，归因于反向电压。电能从副边电路340及输入电源301被传输至谐振网络320。

如上所述，由于电能从输入电源301及副边电路340被传输至谐振网络320，在时间段[T24-T25]中，电流ILR3快速地增加以增加谐振变换器300的增益。

在一些实施例中，控制电路350用以控制开关SS31～SS34以通过调整电流ILR3调整输出电压。控制电路350类似于上述控制电路150。因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。

图4为根据本案的一些实施例所绘示的谐振变换器300的控制时序图。如图2所示，时序图400绘示谐振变换器300在时刻T40～T47的运行。

如图4及图3所示，时序图400绘示开关SP31～SP34与开关SS31、SS34的驱动信号。此外，时序图400亦绘示电流IL3、ILR3及ILM3的电流波形。

由于谐振变换器300中的开关以开关频率动作，以下的叙述将集中于开关在时间段[T40-T45]中的动作，介于时刻T40及时刻T45的时间段[T40-T45]为半开关周期。谐振变换器300的开关在不同于时间段[T40-T45]中的的动作与其在时间段[T40-T45]中的动作相似。举例来说，开关SS31～SS34以及开关SP31～SP34在时间段[T46-T47]中的动作与其在时间段[T40-T45]的动作相同。开关SS31～SS34以及开关SP31～SP34在时间段[T45-T46]中的动作与在其时间段[T40-T45]中的动作互补，其中在时间段[T40-T45]中与在时间段[T45-T46]中导通的开关及断开的开关是互补的。

如图4所示，在时间段[T40-T41]中，电流ILR3流向从节点N35流经电感LR3至节点N33的方向。当副边绕组LN3短路时，电能从电感LR3被传输至电容CR3及输入电源301。

如上所述，由于副边绕组LN3短路，电能从电感LR3被传输至电容CR3及输入电源301，在时间段[T40-T41]中，电流ILR3快速地从负值增加至零以及电流IL3从正值减小到零。

在一些其他的实施例中，开关SS31及SS34形成第一开关组，开关SS32及SS33形成第二开关组，开关SS31及SS33形成第三开关组，且开关SS32及SS34形成第四开关组。在一些实施例中，在时间段[T40-T41]中，第三开关组及第四开关组的一者导通，使得副边绕组LN3短路。在一些实施例中，第四开关组(开关SS32及SS34)导通且第三开关组(开关SS31及SS33)断开以短路副边绕组LN3。电能从电感LR3被传输至电容CR3及输入电源301。在一些其他的实施例中，第四开关组(开关SS32及SS34)断开且第三开关组(开关SS31及SS33)导通以短路副边绕组LN3。电能从电感LR3被传输至电容CR3及输入电源301。

在一些其他的实施例中，时间段[T40-T41]中，第一开关组导通且第二开关组断开，副边绕组LN3被反向电压钳位。在一些实施例中，第二开关组(开关SS32及SS33)断开且第一开关组(开关SS31及SS34)导通，使得电流IL3流向从节点N37流经副边绕组LN3至节点N38的方向。电能从电感LR3及副边电路340被传输至电容CR3及输入电源301。

在一些其他的实施例中，时间段[T40-T41]中，第一开关组断开且第二开关组导通。举例来说，第二开关组(开关SS32及SS33)导通且第一开关组(开关SS31及SS34)断开，使得电流IL3流向从节点N37流经副边绕组LN3至节点N38的方向。电能从电感LR3被传输至电容CR3、输入电源301及副边电路340。

如图4所示，在时刻T41，电流ILR3接近零。在时刻T41之后，电流ILR3改变流动方向，使得在时间段[T41-T42]中，电流ILR3流向从节点N33流经电感LR3至节点N35的方向。

如图4所示，在时间段[T41-T42]中，副边绕组LN3短路或者被反向电压钳位。当副边绕组LN3短路时，流经负载309的电流IL3实质上等于零。

在时间段[T41-T42]中，副边绕组LN3短路，电能从输入电源301及电容CR3被传输至电感LR3。当副边绕组LN3被反向电压钳位时电能从副边电路340、电容CR3及输入电源301被传输至电感LR3。

如上所述，由于电能被传输至电感LR3，在时间段[T41-T42]中，电流ILR3快速地在第一方向增加，且电流IL3在第二方向增加。

在一些其他的实施例中，开关SS31及SS34形成第一开关组，开关SS32及SS33形成第二开关组，开关SS31及SS33形成第三开关组，且开关SS32及SS34形成第四开关组。在一些实施例中，在时间段[T41-T42]中，第三开关组及第四开关组的一者导通，使得副边绕组LN3短路。在一些实施例中，第四开关组(开关SS32及SS34)导通且第三开关组(开关SS31及SS33)断开以短路副边绕组LN3。电能从输入电源301及电容CR3被传输至电感LR3。在一些其他的实施例中，第四开关组(开关SS32及SS34)断开且第三开关组(开关SS31及SS33)导通以短路副边绕组LN3。预设电压等于零，并且电流IL3等于零。电能从输入电源301及电容CR3被传输至电感LR3。

在一些其他的实施例中，时间段[T41-T42]中，第二开关组导通，使得副边绕组LN3被反向电压钳位。在一些实施例中，第二开关组(开关SS32及SS33)导通且第一开关组(开关SS31及SS34)断开。电流IL3流向从节点N38流经副边绕组LN3至节点N37的方向。电能从输入电源301、电容CR3及副边电路340被传输至电感LR3。

在一些实施例中，控制电路350用以控制开关SS31～SS34以调整电流ILR3。在对应图4的实施例中，时刻T42被定义为在时间段[T41-T43]中，开关SS32断开的时刻。换言之，控制电路350用以通过在时间段[T41-T43]中断开开关SS32以决定时刻T42。举例来说，在控制电路150断开开关SS32之前，在较长的时间内维持开关SS32及SS34导通及开关SS31及SS33断开，使得时间段[T41-T42]对应增加。如此一来，电流ILR3在较长的时间段[T41-T42]内在第一方向快速地增加。

如上所述，控制电路350用以调整电流ILR3。因此，通过在时间段[T40-T42]中控制开关SS31～SS34，控制电路350用以调整输出电压直到输出电压实质上等于所需的目标电压。

在时间段[T42-T43]中，开关SS32及SS33断开且开关SS31及SS34导通，使得电流IL3流向从节点N38流经线圈LN3至节点N37的方向。

在时间段[T42-T43]中，电流ILR3流向从节点N33流经电感LR3至节点N35的方向。在时间段[T42-T43]中，电能从输入电源301及谐振网络320被传输至副边电路340。

如图4所示，在时间段[T43-T44]中，至少三个开关(例如，开关SS32～SS34)断开，使得电流IL3实质上等于零。

在时间段[T43-T44]中，电流ILR3流向从节点N33流经电感LR3至节点N35的方向。在时间段[T43-T44]中，电能从输入电源301被传输至谐振网络320。谐振网络320的电感LR3及电容CR3是在谐振状态中。谐振变换器300的增益被调整且开关SS31～SS34可以实现ZCS。

在上述实施例中，对应于图4，时刻T43通过开关SS33导通且开关SS34断开的时刻定义。时刻T43可以被调整。

如图4所示，在时间段[T44-T45]中，副边绕组LN3短路或被反向电压钳位。当副边绕组LN3短路时，流经负载309的电流IL3实质上等于零。

在一些实施例中，在时间段[T44-T45]中，第三开关组及第四开关组的一者用以导通，使得副边绕组LN3短路。在一些实施例中，第四开关组(开关SS32及SS34)组断开且第三开关组(开关SS31及SS33)组导通以短路副边绕组LN3，使得电流IL3实质上等于零。

在时间段[T44-T45]中，电流ILR3流向从节点N33流经电感LR3至节点N35的方向。电能从输入电源301被传输至谐振网络320。

在一些其他的实施例中，在时间段[T44-T45]中，第四开关组(开关SS32及SS34)组导通且第三开关组(开关SS31及SS33)组断开以短路副边绕组LN3。电能从输入电源301被传输至谐振网络320。

在一些其他的实施例中，在时间段[T44-T45]中，第二开关组(开关SS32及SS33)组导通且第一开关组(开关SS31及SS34)组断开，使得电流IL3流向从节点N38流经副边绕组LN3至节点N37的方向。副边绕组LN3被反向电压钳位。电能从输入电源301被传输至副边电路340及谐振网络320。

如上所述，由于电能从输入电源301及副边电路340被传输至谐振网络320，在时间段[T44-T45]中，电流ILR3在第一方向增加，使得谐振变换器的保持时间增加。

在一些实施例中，控制电路350用以控制开关SS31～SS34以调整电流ILR3以增加谐振变换器300的保持时间。在对应图4的实施例中，时刻T44被定义为在时间段[T43-T45]中，开关SS33导通的时刻。换言之，控制电路350用以通过在时间段[T43-T45]中导通开关SS33以决定时刻T44。举例来说，在控制电路350用以在时间段[T43-T45]中，较早的导通开关SS33，使得时刻T44向后移动且时间段[T44-T45]对应增加。如此一来，电流ILR3在较长的时间段[T44-T45]增加。在一些其他的实施例中，控制电路350用以在时刻T43之前导通开关SS33以进一步增加电流ILR3。

在一些实施例中，在时刻T44向前移动时，时间段[T44-T45]对应减少。换言之，控制电路350用以通过调整时刻T44以控制时间段[T44-T45]。

类似的，在一些实施例中，时刻T42被定义为在时间段[T41-T43]中，开关SS32断开且开关SS31导通的时刻。控制电路350用以通过在时间段[T41-T43]中导通开关SS31以决定时刻T42。举例来说，在控制电路350用以在时间段[T41-T43]中，较晚的导通开关SS31并且断开开关SS32，使得时刻T42向前移动且时间段[T41-T42]对应增加。如此一来，电流ILR3在较长的时间段[T41-T42]增加以增加保持时间。

如上所述，控制电路350用以调整电流ILR3。因此，通过在时间段[T44-T45]控制开关SS31～SS34，控制电路350用以调整输出电压直到输出电压实质上等于所需的预设电压。

图5A为根据本案的一些实施例所绘示的具有控制电路的谐振变换器500A的电路图。如图5A所示，谐振变换器500A耦接输入电源501以接收输入电压VI5。谐振变换器500A用以接收输入电压VI5并且提供输出电压VO5至负载509，谐振变换器500A包含原边电路510、谐振网络520、变压器530、副边电路540及控制电路550A。谐振变换器500A的部件的配置及操作类似于图1所示的谐振变换器100以及图3所示的谐振变换器300。因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。

如图5A所示，原边电路510实施为包含开关SP51～SP54的全桥电路。原边电路510的配置及操作类似于图3所示的原边电路310的配置及操作。因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。在一些实施例中，开关SP51～SP54用以根据控制电路550A决定的开关频率FS动作。在一些其他实施例中，原边电路510实施为半桥电路，图1所示的原边电路110。

如图5A所示，谐振网络520实施为包含电感LR5。在谐振变换器500A运行时，电流ILR5流经电感LR5。

如图5A及图1所示，变压器530的配置及操作类似于图1所示的变压器130的配置及操作。因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。

如图5A所示，副边电路540实施为包含开关SS51及SS52的半桥电路。开关SS51的第一端耦接至副边绕组的第一端，开关SS51的第二端耦接至开关SS52的第二端，开关SS52的第一端耦接至副边绕组的第二端，开关SS51的第二端耦接至谐振变换器500A的第二输出端。副边绕组的中心抽头端耦接至谐振变换器500A的第一输出端。副边电路540的配置及操作类似于图1所示的副边电路140的配置及操作。图1及图5A的不同之处如下所述。在时间段[T21-T22]中，开关SS52断开且开关SS51导通，使得电流IL5流向从负载流经副边绕组至开关SS51的方向。副边绕组被反向电压钳位，且电流ILR5在第一方向增加以及电流IL5在第二方向增加，归因于反向电压。电能从输入电源501及副边电路540被传输至谐振网络520。在时间段[T24-T25]中，开关SS52断开且开关SS51导通，使得电流IL5流向从负载流经副边绕组至开关SS51的方向。副边绕组被反向电压钳位，且电流ILR5在第一方向增加且电流IL5在第二方向增加，归因于反向电压。因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。在一些实施例中，开关SS51用以由控制电路550A决定的开关频率FS动作。在一些其他的实施例中，副边电路540实施为全桥电路，如图3所示的副边电路340。

如图5A所示，控制电路550A包含电压控制振荡器553A、原边驱动器554、输出取样处理器551、比较器507、控制环路552A、电压控制振荡器553A、原边驱动器554、超前时间控制电路557A、滞后时间控制电路558A以及副边驱动器559。

在一些实施例中，控制电路550A用以依据输出电压VO5及开关频率FS调整第一预设时间段及/或第二预设时间段。

在一些实施例中，输出取样处理器551用以接收输出电压VO5并且依据输出电压VO5提供成比例的输出电压VOS。输出取样处理器551依据输出电压VO5计算并产生成比例的输出电压VOS，其中成比例的输出电压VOS及输出电压VO5具有特定的比例关系。

在一些实施例中，比较器507用以比较成比例的输出电压VOS以及参考电压VRF并且产生误差信号VE。误差信号VE对应成比例的输出电压VOS以及参考电压VRF之间的差值。在一些实施例中，参考电压VRF可以由参考电流或参考功率替代。控制电路550A用以调整输出电压，使得成比例的输出电压实质上等于参考电压。

在一些实施例中，控制环路552A用以接收误差信号VE并且提供控制信号VEA。

在一些实施例中，超前时间控制电路557A用以接收控制信号VEA并且提供移相信号PSS1。在不同实施例中，移相信号PSS1对应时间段[T24-T25]或时间段[T44-T45]的时间长度。

在一些实施例中，滞后时间控制电路558A用以接收控制信号VEA并且提供移相信号PSS2。在不同实施例中，移相信号PSS2对应时间段[T21-T22]或时间段[T41-T42]的时间长度。

在一些实施例中，电压控制振荡器553A用以提供开关频率FS。

在一些实施例中，开关频率FS实质上等于预设频率。在一些其他的实施例中，电压控制振荡器553A用以通过调整第一移相信号PSS1及第二移相信号PSS2以调整输出电压VO5。

在一些实施例中，原边驱动器554用以接收开关频率FS并且依据开关频率FS驱动开关SP51～SP54。原边驱动器554提供原边驱动信号以驱动开关SP51～SP54以开关频率FS动作。

在一些实施例中，副边驱动器559用以接收开关频率FS以及移相信号PSS1、PSS2，并且驱动开关SS51及SS52，使得第一开关SS51在第一预设时间段(例如时间段[T21-T22]及时间段[T41-T42])中导通以及第一开关SS51在第二预设时间段(例如时间段[T24-T25]及时间段[T44-T45])中导通。副边驱动器559提供副边驱动信号以依据开关频率FS及移相信号PSS1、PSS2驱动开关SS51及SS52。

在一些实施例中，当输入电源掉电且成比例的输出电压低于参考电压VRF时，超前时间控制电路557A用以调整移相信号PSS1且滞后时间控制电路558A用以调整移相信号PSS2。副边驱动器559第一预设时间段(例如时间段[T21-T22]及时间段[T41-T42])以及第二预设时间段(例如时间段[T24-T25]及时间段[T44-T45])中驱动第一开关SS51导通以及第二开关SS52断开。在一些实施例中，预设频率FM根据谐振变换器500A的特征来决定，使得谐振变换器500A适当地以等于预设频率FM的开关频率FS动作。在一些实施例中，预设频率是最小开关频率。

在不同实施例中，存在不同的控制方法以调整第一预设时间段(例如时间段[T21-T22]及时间段[T41-T42])以及第二预设时间段(例如时间段[T24-T25]及时间段[T44-T45])以增加输出电压。以下由包含细节的三个方法进行举例说明。

第一控制方法如下所述。首先，超前时间控制电路557A通过将第二预设时间段的端点(例如时刻T24及时刻T44)向后移动以增加第二预设时间段直到第二预设时间段的端点到达零电流开关点。零电流开关点经过负载的电流实质上等于零的时刻被定义。举例来说，如图2及图4所示，经过负载的电流IL1及IL3分别在时刻T23及T43实质上等于零。因此，时刻T23及T43对应零电流开关点。

接着，在第二预设时间段的端点到达零电流开关点之后，第二预设时间段固定并且滞后时间控制电路558A通过将第一预设时间段的端点(例如时刻T22及时刻T42)向前移动以增加第一预设时间段直到电流ILR5到达预设电流。在电流ILR5到达预设电流之后，第一预设时间段固定。

第二控制方法如下所述。首先，滞后时间控制电路558A通过将第一预设时间段的端点向前移动以增加第一预设时间段直到电流ILR5到达预设电流。在电流ILR5到达预设电流之后，第一预设时间段固定并且第二预设时间段开始增加直到第二预设时间段的端点到达零电流开关点。

对于上述的第一及第二控制方法，在第二预设时间段到达零电流开关点之后，第二预设时间段可以进一步增加以进一步增加谐振变换器500A的增益。

第三个控制方法如下所述。首先，超前时间控制电路557A通过将第二预设时间段的端点向后移动以增加第二预设时间段。接着，滞后时间控制电路558A通过将第一预设时间段的端点向前移动以增加第一预设时间段，直到第二预设时间段的端点到达零电流开关点以及电流ILR5到达预设电流之后，第一预设时间段固定并且第二预设时间段固定以增加谐振变换器500A的增益。

在一些实施例中，开关频率FS固定，使得开关频率FS实质上等于预设频率FM。

图5B为根据本案的一些实施例所绘示的具有控制电路的谐振变换器500B的电路图。如图5B及图5A所示，谐振变换器500B的配置及操作类似于谐振变换器500A。因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。

如图5B及图5A所示，谐振变换器500B及500A的不同之处集中在控制电路550B。谐振变换器500B及500A的不同之处包含控制电路550B包含控制环路552B、电压控制振荡器553B、移相角产生器555B及556B、超前时间控制电路557B及滞后时间控制电路558B。

在一些实施例中，控制电路550B用以依据输出电压VO5及移相角PSA1、PSA2调整第一预设时间段及/或第二预设时间段。移相角PSA1、PSA2的细节如下所述。

在一些实施例中，控制环路552B用以接收误差信号VE并且提供控制信号VEA至电压控制振荡器553B。

在一些实施例中，电压控制振荡器553B用以接收控制信号VEA并且提供开关频率FS。在一些实施例中，电压控制振荡器553B用以依据控制信号VEA调整开关频率FS。举例来说，电压控制振荡器553B调整开关频率FS。

在一些实施例中，移相角产生器555B用以提供移相角PSA1至超前时间控制电路557B。在一些实施例中，移相角PSA1为第一固定值。

在一些实施例中，超前时间控制电路557B用以接收移相角PSA1并且提供移相信号PSS1至副边驱动器559。在不同实施例中，移相信号PSS1对应时间段[T24-T25]或时间段[T44-T45]。在一些实施例中，超前时间控制电路557B用以基于移相角PSA1产生移相信号PSS1。

在一些实施例中，移相角产生器556B用以提供移相角PSA2至滞后时间控制电路558B。在一些实施例中，移相角PSA2为第二固定值。在一些实施例中，第一固定值与第二固定值相同。在其他实施例中，第一固定值与第二固定值不同。

在一些实施例中，滞后时间控制电路558B用以接收移相角PSA2并且提供移相信号PSS2副边驱动器559。在不同实施例中，移相信号PSS2对应时间段[T21-T22]或时间段[T41-T42]。在一些实施例中，超前时间控制电路558B用以基于移相角PSA2产生移相信号PSS2。

在一些实施例中，副边驱动器559用以接收开关频率FS以及移相信号PSS1、PSS2，并且驱动开关SS51及SS52，使得开关SS51在第一预设时间段内导通以及开关SS51在第二预设时间段内导通。

在一些实施例中，当移相角PSA1及PSA2分别为固定值时，电压控制振荡器553B用以降低开关频率以增加输出电压。在一些实施例中，输入电压增加被称为谐振变换器500B的增益增加。

图5C为根据本案的一些实施例所绘示的具有控制电路的谐振变换器500C的电路图。如图5C及图5B所示，谐振变换器500C的配置及操作类似于谐振变换器500B。因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。

如图5C及图5B所示，谐振变换器500C及500B的不同之处集中在控制电路550C。谐振变换器500C及500B的不同之处包含控制电路550C包含控制环路552C、电压控制振荡器553C、移相角产生器555C及556C、超前时间控制电路557C、滞后时间控制电路558C及输入取样处理器505。控制环路552C、电压控制振荡器553C、超前时间控制电路557C及滞后时间控制电路558C的操作类似于控制环路552B、电压控制振荡器553B、超前时间控制电路557B及滞后时间控制电路558B的操作，因此，简洁起见，部分叙述不再重复说明。

在一些实施例中，控制电路550C用以依据输出电压VO5及输入电压VI5调整第一预设时间段及/或第二预设时间段。

在一些实施例中，输入取样处理器505用以接收输入电压VI5并且提供成比例的输入电压VIS。在一些实施例中，成比例的输入电压VIS对应于输入电压。

在一些实施例中，移相角产生器555C用以接收成比例的输入电压VIS、成比例的输出电压VOS及开关频率FS以提供移相角PSA1。

在一些实施例中，移相角产生器556C用以接收成比例的输入电压VIS、成比例的输出电压VOS及开关频率FS以提供移相角PSA2。

在一些做法中，当输入电压降低，例如谐振变换器的输入端断电时，谐振变换器的输出电压降低。

相较于上述做法，在本揭示内容的一些实施例中，提供了不同的方法，通过调整移相角PSA1、PSA2及开关频率FS以维持输出电压VO5。此外，第一预设时间段及第二预设时间段经调整以增加谐振变换器500C的保持时间。

虽然本发明已以实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的更动与润饰，故本发明的保护范围当视所附的权利要求书所界定的范围为准。