高压半桥LLC谐振DC/DC变换器驱动电路

技术领域

本发明涉及开关电源电路技术领域，具体涉及一种高压半桥LLC谐振DC/DC变换器驱动电路。

背景技术

在产品中需要设计电源电路，为设备运行提供稳定的电源供应。LLC半桥谐振变换器作为常用的开关电源拓扑结构适用于功率在100W到约300W的使用需求。LLC半桥谐振变换器由于利用了LLC电路的谐振特性，可以使得由MOS管周期性开关形成的方波电压形成近似正弦波形，从而实现MOS管状态切换过程中，两端电压接近于零，实现零电压关断，从而降低MOS管的开关损耗，提高转换效率，并避免MOS管过热。目前常用的使用IR2110芯片为调频控制芯片提供一个更加快速的供电能力，但是其连接电路较为复杂，其容易与产品本身的输出波形产生干扰，同时电路需要考虑占板面积，采用该种驱动电路会使产品的布局更加困难。由于理想MOS管是不存在的，MOS管的开关过程虽然时间很短，但仍需要一定的时间，体现在电压时间曲线上，上升沿与下降沿不可能是竖直的而是具有一定的斜率，叠加LLC电路的谐振作用，将会在上升沿与下降沿形成高频谐波，不利于实现零电压开启，导致MOS管的开关损耗增加。

目前在LLC电路中使用较多的驱动电路主要为以下两个方案：

方案一：电源直驱电路通过在控制芯片的驱动信号输入与MOS管(场效应晶体管)间添加一个R-D电路，并在MOS管的栅极与漏极间添加一个电阻组成，其中R-D电路的电阻起改变MOS管的充放电时间作用，R-D电路的二极管与MOS管栅源级电阻在MOS管关断时起加速能量泄放的作用。在高压半桥电路中，随着MOS管耐压的提升，会随之带来寄生电容的变大，此时仅凭R-D电路进行驱动会导致驱动速度过慢，从而提高电路的导通与关断损耗，在大功率应用场景会对效率产生显著影响。并且随着这一导通损耗的进一步恶化会在MOS管导通上升沿产生高频振荡，进一步加剧电路的损耗。

方案二：驱动芯片在接入控制芯片的驱动信号后通过内部电路也可以提高两个MOS管的驱动能力，而且其本身有自举功能，可以为高端驱动信号提供悬浮地。通过驱动芯片为MOS管提供驱动能力显著应用于较高功率场合，但随着电路的功率与功率密度的增大，它所带来的时序相位问题与热积累也更加难以匹配。当驱动信号不能保持与主控芯片所发方波同相位时，会造成LLC电路出现原边零电压开启失败，这样会导致电路开通损耗大幅度增加；而功率密度的提高通常会带来散热的问题，驱动芯片连接着电路信号级与功率级，如果在高功率密度场合尝试驱动芯片驱动势必需要考虑散热，如果不为驱动芯片提供更大的空间也会造成电路局部的热积累，并产生更大损耗。

发明内容

针对现有的LLC半桥谐振电路的MOS管开关损耗问题，本发明提供一种高压半桥LLC谐振DC/DC变换器驱动电路。

本发明的技术方案提供一种高压半桥LLC谐振DC/DC变换器驱动电路，包括由高端场效应管Q1与低端场效应管Q2串联的开关网络以及并联在低端场效应管Q2两端的谐振网络，还包括驱动高端场效应管Q1的高端驱动网络与驱动低端场效应管Q2的低端驱动网络；

高端驱动网络包括高端放大三极管V1，高端放大三极管V1的集电极接外部输入的浮动地输入端FGND，高端放大三极管V1的发射极经接入外部输入的高端悬浮地输入端HGND，高端放大三极管V1的基极连接外部输入的高端驱动端HO；高端场效应管Q1的栅极接入高端放大三极管V1的发射极；浮动地输入端FGND与高端悬浮地输入端HGND之间并联自举电容Cboot；

低端驱动网络包括低端放大三极管V3，低端放大三极管V3的集电极与外部输入的接通，低端放大三极管V3的发射极经低端偏置电路M2与外部输入的功率地端PGND连接；低端放大三极管V3的基极与外部输入的低端驱动端LO连接；低端场效应管Q2的栅极接入低端放大三极管V3的发射极。

优选的，所述高端偏置电路M1包括高端偏置三极管V2，高端偏置三极管V2与高端放大三极管V1的极性相反，高端偏置三极管V2的发射极连接高端放大三极管V1的发射极，高端偏置三极管V2的集电极连接高端悬浮地输入端HGND，高端偏置三极管V2的基极与高端放大三极管V1的基极均连接于高端驱动端HO；高端场效应管Q1的栅极接入高端放大三极管V1与高端偏置三极管V2的发射极之间；

所述低端偏置电路M2包括低端偏置三极管V4，低端偏置三极管V4的极性与低端放大三极管V3的极性相反，低端偏置三极管V4的发射极与低端放大三极管V3的发射极连接，低端偏置三极管V4的集电极与高端悬浮地输入端HGND连接，低端偏置三极管V4的基极与低端放大三极管V3的基极均接入低端驱动端LO；低端场效应管Q2的栅极接入低端放大三极管V3与低端偏置三极管V4的发射极之间。

优选的，所述高端驱动网络还包括高端第三电阻R3与高端二极管D1；所述高端第三电阻R3一端连接高端放大三极管V1的发射极，另一端连接高端场效应管Q1的栅极；所述高端二极管D1的正极连接高端场效应管Q1的栅极，所述高端二极管D1的负极连接高端放大三极管V1的发射极；

所述低端驱动网络还包括低端第七电阻R7与低端二极管D2；所述低端第七电阻R7一端连接低端放大三极管V3的发射极，另一端连接低端场效应管Q2的栅极；所述低端二极管D2的正极连接低端场效应管Q2的栅极，所述低端二极管D2的负极连接低端放大三极管V3的发射极。

优选的，所述高端驱动网络还包括高端栅极保护电阻R41，所述高端栅极保护电阻R41一端连接高端场效应管Q1的栅极，另一端连接高端悬浮地输入端HGND；

所述低端驱动网络还包括低端栅极保护电阻R81，所述低端栅极保护电阻R81一端连接低端场效应管Q2的栅极，另一端连接功率地端PGND。

优选的，所述高端驱动网络还包括高端泄流电阻R2，所述高端泄流电阻R2一端连接高端驱动端HO，另一端连接高端悬浮地输入端HGND；

所述低端驱动网络还包括，所述一端连接低端驱动端LO，另一端连接功率地端PGND。

优选的，所述高端驱动网络还包括高端保护电阻R1，所述高端保护电阻R1一端连接浮动地输入端FGND，另一端连接高端放大三极管V1的集电极；

所述低端驱动网络还包括，所述一端连接，另一端连接低端放大三极管V3的集电极。

优选的，所述高端偏置电路M1包括高端偏置电阻R4，高端偏置电阻R4一端与高端放大三极管V1的发射极连接，另一端与高端悬浮地输入端HGND连接；

所述低端偏置电路M2包括低端偏置电阻R8，低端偏置电阻R8一端与低端放大三极管V3的发射极连接，另一端与功率地端PGND连接。

本发明的高压半桥LLC谐振DC/DC变换器驱动电路没有使用控制芯片的驱动信号直接连接MOS管的栅极以驱动MOS管工作，而是在开关电路的MOS管栅极与芯片驱动端之间通过三极管实现对芯片输出的PFC信号的放大输出后，通过三极管发射端放大后的电流驱动MOS管，从而在驱动端能力较低的情况下，实现了MOS管栅极的驱动，因此降低了对控制芯片的要求，从而可以使用性能较低，体积更小的FPC控制芯片。另一方面，在控制芯片相同的情况下，由于三极管提高了对MOS管的驱动能力，MOS管栅极电压提升，可以提高MOS管的响应能力，从而使MOS管开关过程更短，MOS管源极与漏极之间的电压方波的上升沿更加陡直。

本发明的高压半桥LLC谐振DC/DC变换器驱动电路通过两个极性相反的三极管串联，在提升电流驱动能力的同时，通过串联的三极管加速驱动信号转低电平过程中MOS管栅极的放电过程，使MOS管快速关断，MOS管源极与漏极之间的电压方波的下降沿更加陡直。由于PFC驱动电路中三极管的存在，有利于降低MOS管开通和关闭动作过程中的高频振荡，从而避免MOS零电压关断时的电压的高频谐波，降低MOS管的开关损耗的同时也降低了MOS管发热。本发明的电路结构简单，成本较低，由独立器件构成，可以根据供电需求调整各独立器件参数。

附图说明

图1为本发明的高压半桥LLC谐振DC/DC变换器驱动电路的电路原理图；

图2为本发明的高压半桥LLC谐振DC/DC变换器驱动电路的实施例1的电路原理图；

图3为本发明的高压半桥LLC谐振DC/DC变换器驱动电路的实施例2的电路原理图；

图4为本发明的高压半桥LLC谐振DC/DC变换器驱动电路的实施例3的MOS管电压仿真曲线。

图中，

1:驱动网络2:开关网络3:谐振网络8:高端驱动网络9:低端驱动网络Vin:输入电压GND:输入地Q1:高端场效应管Q2:低端场效应管Cr:谐振电容Ls:谐振电感Lm:激磁电感Uo:负载电压FGND:浮动地输入端HGND:高端悬浮地输入端PGND:功率地端HO:高端驱动端LO:低端驱动端VCC:供电端M1:高端偏置电路V1:高端放大三极管V2:高端偏置三极管R1:高端保护电阻R2:高端泄流电阻R3:高端第三电阻R4:高端偏置电阻R41:高端栅极保护电阻D1:高端二极管Cboot:自举电容V3:低端放大三极管V4:低端偏置三极管M2:低端偏置电路R7:低端第七电阻R8:低端偏置电阻R81:低端栅极保护电阻D2:低端二极管

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例，对本发明进行详细说明，在本说明书中，附图尺寸比例并不代表实际尺寸比例，其只用于体现各部件之间的相对位置关系与连接关系，名称相同或标号相同的部件代表相似或相同的结构，且仅限于示意的目的。

图1为本发明的高压半桥LLC谐振DC/DC变换器驱动电路的实施例1的电路原理图。该高压半桥LLC谐振DC/DC变换器驱动电路包括驱动网络1、开关网络2以及谐振网络3。其中开关网络2由依次串联于输入电压Vin与输入地GND之间的高端场效应管Q1、低端场效应管Q2组成。开关网络2并联于靠近输入地GND的低端场效应管Q2两端，谐振网络3由依次串联的谐振电容Cr、谐振电感Ls与激磁电感Lm组成，负载并联在激磁电感Lm两端，输出激磁电感Lm两端的电压作为负载电压Uo输出。电路运行过程中，通过驱动网络1驱动高端场效应管Q1与低端场效应管Q2分别处于导通与截止状态。通过调整MOS管栅极驱动的占空比可以对MOS管一个周期内的导通持续时间进行调整从而实现电源转换的作用。谐振网络3的作用是使MOS管的输出网络中产生谐振，使MOS管中的电流滞后于电压，从而实现在MOS管的源极与漏极间几乎不存在压差的条件下完成MOS管的开关状态转换。

实际使用中，为了避免MOS管之间同时导通短路损坏，需要在每个周期内设置合适的死区时间，在死区中两个MOS管均截止，死区过去后，MOS管状态再切换跳变。问题在于实际的MOS管并不能等效为理想器件，MOS管在导通至截止之间的变化时间不为零，而是有一定的变化时间。随着对开关电源的要求的提升，开关电源的体积、输出电压的波动范围也是开关电源的设计时需要考虑的因素，对此可以考虑通过提升MOS管的开关频率实现，即通过提升开关频率使得元件单次导通时储存的能量降低，从而降低对元件的要求，选择体积更小的元件，将转换器小型化；另一方面，提升开关频率也可以提高电源的输出质量。

然而，在频率提升后，周期缩短，MOS管的状态跳变过程所持续的时间就不能忽略了，而且，周期缩短以后为了保证电路稳定，死区时间一般也需要相应的缩短，MOS管的状态跳变过程也会对死区中的电压波形产生影响。总的来说，受到MOS管的跳变时间的限制，MOS管的开关频率是存在上限的，即使是在上限范围内，受到MOS管跳变过程的影响，死区内电路中仍然存在高频振荡，这会导致MOS管切换过程中，其两端电压不为零，从而在MOS管中产生开关损耗，一方面降低了电源的转换效率，另一方面，损耗以热量的形式散失，给开关电源的热防护提出了更高的要求。

MOS管的源极与漏极的跳变速度，与其栅极的电压大小有关，因此通过提升驱动栅极的电压可以提升MOS管的跳变速度，缩短跳变过程所需的时间，从而实现MOS管工作频率的提升，缩小MOS管体积，提高转换效率。这是本发明的高压半桥LLC谐振DC/DC变换器驱动电路中驱动网络1的主要目的。

本发明的高压半桥LLC谐振DC/DC变换器驱动电路的驱动网络1如图2。驱动网络1包括高端驱动网络8以及低端驱动网络9，其中高端驱动网络8用于驱动高端场效应管Q1，低端驱动网络9用于驱动低端场效应管Q2。

对于高端驱动网络8，其包括一串联于浮动地输入端FGND与高端悬浮地输入端HGND之间的高端放大三极管V1，高端放大三极管V1的集电极接外部输入的浮动地输入端FGND，高端放大三极管V1的发射极经接入外部输入的高端悬浮地输入端HGND，高端放大三极管V1的基极连接外部输入的高端驱动端HO；高端场效应管Q1的栅极同时接入高端放大三极管V1的发射极。在图2的实施例中，为连接高端场效应管Q1的发射极与高端悬浮地输入端HGND的高端偏置电阻R4。在浮动地输入端FGND与高端悬浮地输入端HGND之间连接自举电容Cboot实现对浮动地输入端FGND一侧电压的抬升保证高端驱动网络8的正常工作。高端悬浮地输入端HGND连接于开关网络2中两MOS管之间。

在驱动过程中，高端驱动端HO由外部芯片输入PFC(脉冲频率调制)的方波信号，该信号高电平时使高端放大三极管V1的基极有电流通过，从而实现高端放大三极管V1的集电极与发射极之间导通，浮动地输入端FGND与高端悬浮地输入端HGND之间形成经过高端放大三极管V1放大的电流通路，将高端场效应管Q1的栅极的电压抬升，完成高端场效应管Q1的开通。这一过程中，由于高端放大三极管V1的作用，浮动地输入端FGND可以给高端场效应管Q1的栅极提供更高的电压激励，从而提高高端驱动网络8的驱动能力，在高端场效应管Q1的电压激励提高以后，高端场效应管Q1的跳变时间可以缩短，有利于MOS管的频率提升。可选的在浮动地输入端FGND与高端放大三极管V1的集电极之间可以连接高端保护电阻R1。在高端场效应管Q1关断过程中，高端驱动端HO输出为低电平，高端放大三极管V1截止，高端场效应管Q1的栅极电荷经高端偏置电阻R4释放至高端悬浮地输入端HGND，高端场效应管Q1的栅极复位，高端场效应管Q1关断。在浮动地输入端FGND与高端放大三极管V1的集电极之间可以连接高端保护电阻R1防止放大电路中加于三极管两端的电压过大而损坏。此外也可以在高端驱动端HO与高端悬浮地输入端HGND之间连接一个高端泄流电阻R2，实现高端驱动端HO到高端悬浮地输入端HGND之间的泄流，从而避免高端放大三极管V1的基极电流过大，造成高端放大三极管V1的损坏。

同样的，低端驱动网络9包括串联于供电端VCC与功率地端PGND之间的低端放大三极管V3，低端放大三极管V3的集电极与外部输入的接通，低端放大三极管V3的发射极经低端偏置电路M2与功率地端PGND连接，低端偏置电路M2可以是图2中示出的低端偏置电阻R8。低端放大三极管V3的基极与外部输入的低端驱动端LO连接。低端场效应管Q2的栅极接入低端放大三极管V3的发射极。功率地端PGND与开关网络2的输入地GND连接。与高端驱动网络8类似，低端驱动端LO输入一个与高端驱动端HO基本反相，但在上升与下降沿，存在重叠的低电平区的波形，低端驱动网络9的工作过程与高端驱动网络8的工作过程基本一致，因此不再赘述。

偏置电路的优选实施方式如图3。在高端驱动网络8中，高端偏置电路M1为串联于高端放大三极管V1的发射极与高端悬浮地输入端HGND之间的与高端放大三极管V1极性相反的高端偏置三极管V2，图中高端放大三极管V1为NPN型三极管，高端偏置三极管V2为PNP型三极管，对于本领域技术人员而言，高端放大三极管V1与高端偏置三极管V2的极性是可以调换的，但是需要相应的调整高端放大三极管V1与高端偏置三极管V2接入电路的方向，这是本领域公知的内容，因此申请人认为对于权利要求保护的范围而言，无论是图2的实施例亦或是图3的实施例中，不论是高端驱动网络8还是低端驱动网络9其都当然的包括了调换高端放大三极管V1与高端偏置三极管V2极性的情况，而不应被排除权利要求的保护范围之外。

回到高端偏置电路M1，高端偏置三极管V2为PNP型三极管时，高端偏置三极管V2的发射极连接高端放大三极管V1的发射极，高端偏置三极管V2的集电极连接高端悬浮地输入端HGND，高端场效应管Q1的栅极连接于两三极管的发射极之间。高端偏置三极管V2的基极与高端放大三极管V1的基极均连接于高端驱动端HO。在此高端偏置电路M1的作用下，高端驱动端HO高电平时，高端放大三极管V1导通，高端偏置三极管V2截止，高端场效应管Q1的栅极由浮动地输入端FGND驱动，从而提高了对高端场效应管Q1的驱动能力，抬升了高端场效应管Q1的栅极电压，提高了高端场效应管Q1的跳变速度，有利于提高高端场效应管Q1的开关频率。

可选的可以在高端场效应管Q1的栅极与高端悬浮地输入端HGND之间并联高端栅极保护电阻R41，该高端栅极保护电阻R41对高端场效应管Q1起保护作用，防止高端场效应管Q1的栅极电压过大而损坏。此外，亦可以在高端场效应管Q1与两三极管的发射极连接线之间串联一个R-D电路，避免栅极的走线产生感性谐振导致高端场效应管Q1栅极的电压波动，该R-D电路由并联的高端第三电阻R3与高端二极管D1组成。其中高端二极管D1的正极与高端场效应管Q1的栅极连接，高端二极管D1的负极与高端放大三极管V1的发射极连接。高端二极管D1的作用主要是在低电平跳变时，加速高端场效应管Q1的栅极上的电荷的释放，提高高端场效应管Q1的响应速度。图4为实施例3的MOS管电压仿真曲线，其中虚线为实施例3中的MOS管电压变化曲线，实线为作为对比的方案一的输出曲线，图4说明经实施例3的电路优化后，MOS管的跳变过程速度明显优于优化前，从而缩短了跳变过程的时间，不仅可以进一步提升开关频率，而且可以降低跳变过程中的电流做功造成的发热。

与高端偏置电路M1类似，在低端驱动网络9中的低端偏置电路M2同样由与低端放大三极管V3极性相反的低端偏置三极管V4组成，图中低端放大三极管V3为NPN型，低端偏置三极管V4为PNP型，低端偏置三极管V4的发射极与低端放大三极管V3的发射极连接，低端偏置三极管V4的集电极与高端悬浮地输入端HGND连接，低端偏置三极管V4的基极与低端放大三极管V3的基极均接入低端驱动端LO。低端场效应管Q2的栅极接入两三极管之间。与上述高端偏置电路M1相同，通过低端放大三极管V3抬升了低端场效应管Q2的栅极电压，同时通过低端偏置三极管V4保证了低电平时，低端场效应管Q2的栅极电荷的快速释，因此可以提高对低端场效应管Q2的驱动能力，并同时提高低端场效应管Q2的响应速度，从而提升低端场效应管Q2的跳变速度，有利于低端场效应管Q2的开关频率的提升。相应的可以在低端场效应管Q2的栅极与低端放大三极管V3、低端偏置三极管V4的发射极公共端之间接入R-D电路稳定低端场效应管Q2的栅极电压，该R-D电路由并联设置的低端第七电阻R7与低端二极管D2组成，其中的低端二极管D2在低电平时，加速低端场效应管Q2的栅极电荷的释放，从而加速低端场效应管Q2的栅极的电压卸载，提高低端场效应管Q2的响应速度。此外与高端驱动网络8相类似，可以在低端场效应管Q2的栅极与功率地端PGND之间并联低端栅极保护电阻R81保护低端场效应管Q2，避免低端场效应管Q2的栅极电压过高而损坏。

上述内容仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案作出的各种变形和改进，均应落入本发明的权利要求书确定的保护范围内。