控制无刷永磁电机的方法

技术领域

本发明涉及控制无刷永磁电机的方法。

背景技术

不同的国家具有不同的市电电源电压，例如英国的市电电源电压为230V，美国的市电电源电压为120V。可能难以提供一种能够根据不同的市电电源电压在不同的国家运行的无刷永磁电机。

发明内容

依照本发明，这里提供了一种控制无刷永磁电机的方法，该方法包括测量电机的市电电源电压、确定市电电源电压位于代表第一国家的市电电源的第一范围内或还是位于代表第二国家的市电电源的第二范围内、在市电电源电压位于第一范围内的情况下相对于绕组中的反电动势的零交叉提前换向的电机的绕组，以及在市电电源电压位于第二范围内的情况下相对于绕组中的反电动势的零交叉延迟换向绕组。

依照本发明的方法可为有利的，主要因为该方法包括确定市电电源电压位于代表第一国家的市电电源的第一范围内还是位于代表第二国家的市电电源的第二范围内、在市电电源电压位于第一范围内的情况下相对于绕组中的反电动势的零交叉提前换向电机的绕组，以及在市电电源电压位于第二范围内的情况下相对于绕组中的反电动势的零交叉延迟换向绕组。

特别地，在市电电源电压相对较低的情况下，例如在第一范围中，被驱动入绕组中的相电流的水平可能以缓慢的速率上升，且可能难以确保在电半循环期间将足够的相电流驱动入绕组中以实现必要的扭矩以产生所需的输出功率。在较高旋转速度下，例如超过60krpm的速度，绕组中感应的反电动势可能相对较高，这也可能会影响将足够的相电流驱动入绕组中以实现所需输出功率的能力。

相对于绕组中的反电动势的零交叉提前换向绕组可以使更多的相电流在电半循环的过程中被驱动入绕组中，由此允许电机能够以所需输出功率操作。此外，对于永磁电机，扭矩电流比在相电流的波形与反电动势的波形相匹配时最大。通过相对于绕组中的反电动势的零交叉提前换向绕组，被驱动入绕组的相电流的波形可被控制为更紧密地跟随在绕组中感应的反电动势的波形。

在市电电源电压相对较高的情况下，例如在第二范围中，与由较低市电电源电压提供的速率相比，被驱动入绕组中的相电流的水平可以以较高的速率上升。本申请的发明人已经发现，当与较低的市电电源电压提供的速率相比，对于较高市电电源电压，在绕组中感应的相电流的水平以更快的速率增加，即使在绕组的换向相对于绕组中的反电动势的零交叉被延迟的情况下，足够水平的电流也可在电半循环中被驱动入绕组中以实现所需的输出功率。

如果在相对较高电压下相对于绕组中的反电动势的零交叉提前换向绕组，则相电流的波形将不会紧密跟随绕组中感应的反电动势的波形，且相电流可能会迅速领先反电动势，从而导致效率更低的电机性能。此外，通过在市电电源电压相对较高的情况下延迟换向绕组，且被驱动入绕组的相电流的水平以速率(该速率足够大以产生所需的功率需求)上升，被驱动入绕组的相电流可更紧密地与绕组中感应的反电动势对齐。

因此，依照本发明的方法可取决于电机操作发生的国家的市电电源电压的水平，通过相对于绕组中的反电动势的零交叉提前或延迟换向电机的绕组而允许电机在具有不同市电电源电压的国家中有效地操作。

第一范围可包括低于第二范围的电压的电压。第一范围可包括85-140V之间的电压。第二范围可包括180-265V之间的电压。相关电压范围可电机启动之前被确定。例如，处理器可在电机启动之前确定该相关电压范围。市电电源可包括AC市电电源。

该方法可包括在稳态下控制无刷永磁电机的方法。该方法可包括在60-120krpm的操作速度范围下控制无刷永磁电机的方法。

该方法可包括将电循环的每个半部划分为至少一个激励时段和至少一个去激励时段。绕组可在该至少一个激励时段期间被激励。例如，电流可在该至少一个激励时段内被驱动入相绕组中。在去激励时段电流可被允许离开相绕组。例如，相绕组可在去激励时段中续流和/或电机的逆变器可在去激励时段中关闭。去激励时段可包括续流时段。去激励时段可发生在激励时段之后或之前。

在市电电源电压位于第二范围内的情况下，该激励时段可包括单个激励时段，该去激励时段可包括单个去激励时段，且去激励时段可发生在激励时段之后。这可为有利的，因为在市电电源电压位于第二范围内的情况下，绕组的换向相对于绕组中的反电动势的零交叉被延迟，且绕组中的相电流的水平以相对较快的速率增加。因此，相电流最初随着在绕组中感应的反电动势，然后在激励时段相对较快地上升并且在去激励时段相对较快地下降。通过仅使用单个激励时段和单个去激励时段，与例如每个电半循环包括多个激励和去激励时段的方法相比，转换损耗可被减少。

已经发现，在市电电源电压位于第二范围内的情况下，包括单个激励时段和单个去激励时段的电半循环可提供相电流，与例如包括多个激励和/或去激励时段的电半循环相比，该相电流更紧密地跟随反电动势，因此可提供更有效地操作。

然而，还可以设想，在市电电源电压位于第二范围内的情况下，电半循环可被划分为第一激励时段、第一去激励时段、第二激励时段和第二去激励时段，第一去激励时段可发生在第一激励时段和第二激励时段之间，且第二去激励时段可发生在第二激励时段之后。从而，第一去激励时段可检查绕组内的相电流的上升，以使相电流更紧密地跟随在绕组中感应的反电动势。

在市电电源电压位于第一范围内的情况下，电半循环可被划分为第一激励时段、第一去激励时段、第二激励时段和第二去激励时段，第一去激励时段可发生在第一激励时段和第二激励时段之间，且第二去激励时段可发生在第二激励时段之后。在市电电源电压位于第一范围内的情况下，绕组中的相电流的水平以相对较慢的速率增加。然而，在市电电源电压位于第一范围内的情况下，随着绕组的换向相对于绕组中的反电动势的零交叉被提前，相电流可迅速领先在绕组中感应的反电动势。第一去激励时段可检查绕组内的相电流的上升，以使相电流更紧密地跟随在绕组中感应的反电动势，从而导致电机的更有效操作。

测量电机的市电电源电压可包括间接地测量电机的市电电源电压，例如通过测量电机的DC链路电压，且使用测得的电机的DC链路电压来确定电机的市电电源电压。测量市电电源电压可包括直接测量电机的市电电源电压。

依照本发明的另一方面，这里提供了一种数据载体，其包括机器可读指令，用于操作无刷永磁电机的控制器的一个或多个处理器以测量电机的市电电源电压的；确定市电电源电压位于代表第一国家的市电电源的第一范围内还是位于代表第二国家的市电电源的第二范围内；在市电电源电压位于第一范围内的情况下相对于绕组中的反电动势的零交叉提前换向电机的绕组，以及在市电电源电压位于第二范围内的情况下相对于绕组中的反电动势的零交叉延迟换向绕组。

依照本发明的另一方面，这里提供了一种无刷永磁电机，其包括绕组和控制器，该控制器被配置为测量电机的市电电源电压，确定市电电源电压位于代表第一国家的市电电源的第一范围内还是位于代表第二国家的市电电源的第二范围内，在市电电源电压位于第一范围内的情况下相对于绕组中的反电动势的零交叉提前换向绕组，以及在市电电源电压位于第二范围内的情况下相对于绕组中的反电动势的零交叉延迟换向绕组。

本发明的方面的优选特征可同样被应用于本发明的其他方面，其中为适当的。

附图说明

为了更好地理解本发明和更清楚地示出本发明如何发生作用，现在将通过示例参考以下附图来描述本发明，其中：

图1是根据本发明的电机系统的框图；

图2是图1中的电机系统的示意图；

图3详细说明了图1中的电机系统的逆变器响应于由电机系统的控制器发出的控制信号的允许状态；

图4是用于图1中的电机系统中的反电动势传感器的示意图；

图5示出了在稳态模式下使用相对较低的电源电压进行操作时图1中的电机系统的各种波形；

图6示出了在稳态模式下使用相对较高的电源电压进行操作时图1中的电机系统的各种波形；以及

图7是流程图，示出了根据本发明的方法。

具体实施方式

图1和2的电机系统10由AC市电电源12供电，且包括无刷电机14和控制系统16。

电机14包括四极永磁转子18，其相对于四极定子20旋转。导线绕定子20缠绕且被耦合在一起(举例来说串联或并联)以形成单相绕组22。

控制系统16包括整流器24、直流链路滤波器26、逆变器28、门驱动器模块30、市电电源电压传感器32、电流传感器34、反电动势传感器36和控制器38。

整流器24是全波桥D1-D4，其对AC市电电源12的输出进行整流以提供DC链路电压。

直流链路滤波器26包括电容C1，其平滑由于逆变器28的切换造成的相对高频波动。

逆变器28包括将DC链路电压联接到相绕组22的四个电源开关Q1-Q4的全桥。开关Q1-Q4中的每一个包括续流二极管。

门驱动器模块30响应于从控制器38接收的控制信号驱动开关Q1-Q4的断开和闭合。

市电电源电压传感器32将信号V

电流传感器34包括一对感测电阻器R1和R2，以及多路转接器50。每个电阻器R1，R2位于逆变器28的较低腿部上，其中一个电阻器R2在从左向右激励时提供相电流的测量，而另一个电阻器R1在从右到左激励时提供相电流的测量。多路转接器50选择由感测电阻器R1，R2输出的两个信号中的一个。跨过电流传感器34的电压作为电流感测信号I_SENSE输出到反电动势传感器36和控制器38。

反电动势传感器36生成数字信号BEMF，将其输出到控制器38。反电动势传感器36的更详细描述将在下面被提供。

控制器38包括微控制器，微控制器具有处理器、存储装置和多个外设(例如ADC、比较器、计时器等)。存储装置存储由处理器执行的指令以及由处理器使用的控制参数(例如电流极限、上升时间阈值、速度阈值、续流周期、提前周期、延迟周期、激励周期等)。该控制器38负责控制电机系统10的操作且产生三个控制信号：DIR1，DIR2和FW#。控制信号被输出到门驱动器模块30，作为响应，门驱动器模块30驱动逆变器28的开关Q1-Q4的断开和闭合。

DIR1和DIR2控制穿过逆变器28且因此穿过相绕组22的电流的方向。当DIR1被拉到逻辑上的高位且DIR2被拉到逻辑上的低位时，门驱动器模块30闭合开关Q1和Q4，且断开开关Q2和Q3，由此导致电流被从左到右驱动穿过相绕组22。相反地，当DIR2被拉到逻辑上的高位且DIR1被拉到逻辑上的低位时，门驱动器模块30闭合开关Q2和Q3，且断开开关Q1和Q4，由此导致电流被从右到左驱动穿过相绕组22。因此，相绕组22中的电流通过将DIR1和DIR2反向来换向。如果DIR1和DIR2都被拉到逻辑上的低位时，门驱动器模块30断开所有开关Q1-Q4。

FW#用于将相绕组22从DC链路电压断开连接，且允许相绕组22中的电流绕逆变器28的低侧环路续流。因此，响应于被拉到逻辑上的低位的FW#信号，门驱动器模块30使两个高侧开关Q1，Q3断开。然而，将认识到，续流可通过使用各种开关组合(例如通过断开一个或多个开关)被实现。替代地，将认识到，相绕组22的去激励可通过完全关闭逆变器28被实现。

每个电源开关Q1-Q4仅在单个方向上导通。因此，电流续流通过低侧开关Q2，Q4中的一个，且通过另一个低侧开关Q2，Q4的续流二极管。某些类型的电源开关(例如金属氧化物半导体场效应晶体管)能够沿两个方向导通。因此，除了续流通过续流二极管之外，两个低侧开关Q2，Q4可被闭合，使得电流续流通过两个低侧开关Q2，Q4，即，除了断开两个高侧开关Q1，Q3之外，两个低侧开关Q2，Q4响应于逻辑低位FW#信号而闭合。

图3概括了响应于控制器38的控制信号，开关Q1-Q4的允许状态。后文中，术语“设置”和“清除”将分别用于指示信号已经被拉到逻辑高位和低位。

控制器38根据转子18的速度以三种模式中的一种操作。当转子18静止时，控制器38以启动模式操作，该启动模式仅用于启动转子18向前方向运动。一旦转子18向前运动，控制器38就切换到加速模式。控制器38以加速模式操作，直到转子18的速度超过速度阈值，之后控制器38切换到稳态模式。在每种操作模式内，控制器38采用不同的方案来控制电机14，而不需要专用的转子传感器。

控制器38的启动模式和加速模式的细节与本发明无关，因此为了简洁起见不被包含在此文。控制器38的合适的启动模式和加速模式的细节可以在申请人的在先公开的PCT专利申请WO2013/132247中找到。

当在稳态模式下操作时，控制器38利用反电动势传感器36来确定转子18的位置。如现在将解释的，反电动势传感器36输出数字信号，其某些边缘对应于转子18的对齐位置。

在没有任何明显的饱和或凸极(saliency)的情况下，用于相绕组22的电压方程可被表示为：

V

其中V

当转子18处于对齐位置时，在相绕组22中感应到的反电动势为零。在反电动势中的每个零交叉处，电压方程变为：

V

i

V

反电动势传感器36利用该方程式产生具有与转子18的对齐位置相对应的边缘的输出信号。

如图4所示，反电动势传感器36包括电压传感器40、放大器42、微分器44、低通滤波器46和比较器48。反电动势传感器36从电流传感器34接收电流感测信号I_SENSE。

电流传感器34包括一对感测电阻器R1和R2，以及多路转接器50。每个电阻器R1，R2位于逆变器28的较低腿部上，其中一个电阻器R2在从左向右激励时提供相电流的测量，而另一个电阻器R1在从右到左激励时提供相电流的测量。多路转接器50选择由感测电阻器R1，R2输出的两个信号中的一个。

电压传感器40包括一对分位器R5，R6和R7，R8、一对微分放大器52,54和多路转接器56。分位器R5，R6和R7，R8位于相绕组22的相对两侧上，且分位器R5，R6，R7，R8的输出被馈送到两个微分放大器52，54。当从左到右激励时，由一个放大器52输出的信号提供相电压的测量，而从右到左激励时，由另一个放大器54输出的信号提供相电压的测量。多路转接器56选择由放大器52，54输出的两个信号中的一个。电压传感器40输出具有与DC链路电压V

控制器38输出的DIR1信号用作用于两个多路转接器50，56的选择器输入。因此，多路转接器50，56根据穿过相绕组22的电流的方向选择放大器52，54中的一个和感测电阻器R1，R2中的一个。通过将分位器R5，R6，R7，R8放置在相绕组22的相对两侧上，且通过将感测电阻器R1，R2放置在逆变器28的相对腿部上，相电流可在续流以及激励期间被感测。

放大器42对电流传感器34输出的I_SENSE信号进行操作。然后，微分器44对放大器42输出的信号进行操作，且低通滤波器46对微分器44输出的信号进行操作。可以说电流传感器34输出第二信号，该第二信号具有与相绕组22中的电流成比例的电压。然后，微分器44对第二信号进行微分，且作为响应产生第三信号，该第三信号具有与相绕组中电流的变化率di

低通滤波器46仅用于抑制通过微分器44引入第三信号中的任何噪声。如果噪声不被认为是问题，则滤波器46可被省略。在图4中，低通滤波器46和微分器44被示出为两个不同的部件。替代地，低通滤波器46可被应用为微分器44的一部分，从而避免了对额外的操作放大器的需要。

放大器42确保第一信号和第三信号的电压被适当地缩放，以使当在相绕组22中感应的反电动势为零时，两个信号的电压相对应，即，当V

比较器48比较第一和第三信号的电压，且响应于该比较而产生数字输出信号。当第一信号的电压大于第二信号的电压时(即，当V

响应于反电动势(BEMF)中的下降边缘，控制器38从电半循环周期T_HC减去相位时段T_PHASE，来得到换向时段T_COM：

T_COM＝T_HC–T_PHASE

控制器38然后在下降边缘之后的时刻T_COM处换向相绕组22。结果，控制器38相对于下一转子对齐位置使相绕组22换向一相位时段T_PHASE。如果相位时段为正，则换向在转子对齐位置之前发生(提前换向)。如果相位时段为零，则换向在转子对齐位置处发生(同步换向)。且如果相位时段为负，则换向在转子对齐位置之后发生(延迟换向)。

在稳态模式下，相绕组22的换向发生在转子对齐位置之前(提前换向)，或换向发生在转子对齐位置之后(延迟换向)，取决于AC市电电源12的电压，电机14在该电压处被使用。

如上所述，市电电源电压传感器32将信号V

如果AC市电电源不在提前换向或延迟换向的可允许电压范围内，则电机将不会启动，且系统将进入其指定的待机模式。

提前换向在稳态模式下被实施，在稳态模式下，相对较低的AC市电电压由AC市电电源12提供。特别地，在市电电源电压相对较低的情况下，被驱动入相绕组22中的相电流的水平可能以缓慢的速率上升，且可能难以确保在电半循环上将足够的相电流驱动入绕组22中以实现所需的输出功率。在较高旋转速度下，例如超过60krpm的速度，绕组中感应的反电动势可能相对较高，这可能会影响将足够的相电流驱动入相绕组22中以实现所需输出功率的能力。

相对于绕组22中的反电动势的零交叉的相绕组22的提前换向可以使更多的相电流在电半循环的过程中被驱动入绕组22中，由此允许电机能够以所需输出功率操作。此外，对于永磁电机，扭矩电流比在相电流的波形与反电动势的波形相匹配时最大。通过相对于绕组22中的反电动势的零交叉提前换向绕组22，被驱动入绕组的相电流的波形可被控制为更紧密地跟随在绕组中感应的反电动势的波形。

在相对较低的市电电源电压下进行提前换向期间相电流80、反电动势82和施加电压84的示例波形可在图5中看到。

延迟换向在稳态模式下被实现，在稳态模式下，相对较高的AC市电电压由AC市电电源12提供。特别地，在市电电源电压相对较高的情况下，与由较低市电电源电压提供的速率相比，被驱动入绕组中的相电流的水平可以以较高的速率上升。如果在这样的较高电压下相对于绕组22中的反电动势的零交叉提前换向相绕组22，则相电流的波形将不会紧密跟随绕组22中感应的反电动势的波形，且相电流可能会迅速领先反电动势，从而导致效率更低的电机性能。

本申请的发明人已经发现，当与较低的市电电源电压提供的速率相比，对于较高市电电压电压，在相绕组22中感应的相电流的水平以更快的速率增加，即使在绕组22的换向相对于绕组22中的反电动势的零交叉被延迟的情况下，足够水平的电流可在电半循环中被驱动入绕组22中以实现所需的输出功率。此外，通过在市电电源电压相对较高的情况下延迟绕组22的换向，且被驱动入绕组22的相电流的水平以更快的速率上升，被驱动入绕组的相电流可被控制以更紧密地跟随绕组22中感应的反电动势。

在相对较高的市电电源电压下进行延迟换向期间相电流80、反电动势82和施加电压84的示例波形可在图6中看到。

因此，控制器38可根据电机操作发生的国家的市电电源电压的水平通过相对于绕组22中的反电动势的零交叉提前或延迟换向电机的相绕组22而允许电机14在具有不同市电电源电压的国家中有效地操作。

控制电机14的方法100被示意性地示出在图7中，该方法包括在102处测量电机14的市电电源电压，在104处确定市电电源电压是否位于代表第一国家的市电电源的第一范围内或代表第二国家的市电电源的第二范围内，在106处在市电电源电压位于第一范围内的情况下相对于绕组中的反电动势的零交叉提前换向电机的绕组，以及在108处在市电电源电压位于第二范围内的情况下相对于绕组中的反电动势的零交叉延迟换向绕组。

如上所述，对于永磁电机，扭矩电流比在相电流的波形与反电动势的波形相匹配时最大。控制器38还可控制激励时段的持续时间和形式，即相电流被驱动入相绕组22的时段，以及去激励时段的持续时间和形式，即允许电流离开相绕组22的时段，以试图使绕组22中的相电流的波形与反电动势的波形最佳匹配，以提高效率。

从图5中可以看出，其中控制器38使用相对于反电动势的零交叉的提前换向来操作，即，在AC市电电源电压相对较低的情况下，电循环的每个半部被划分为第一激励时段62、第一去激励时段64、第二激励时段66和第二去激励时段60。在此，去激励时段64，60是续流时段，且因此可以相应地这样称呼。第一续流时段64发生在第一激励时段62和第二激励时段66之间，且第二续流时段60发生在第二激励时段66之后。

在市电电源电压相对较低的情况下，相绕组22中的相电流的水平以相对较慢的速率增加。然而，在市电电源电压相对较低的情况下，随着绕组22的换向相对于绕组22中的反电动势的零交叉被提前，相电流可迅速领先在绕组22中感应的反电动势。第一续流时段64可检查绕组22内的相电流的上升，以使相电流更紧密地跟随在绕组22中感应的反电动势，从而导致电机的更有效操作。第二续流时段60发生在下降反电动势的区域中，在该区域中对于给定的电流水平实现了较小的扭矩。因此，通过在该区域内续流，更高效的电机可被实现。

从图6中可以看出，其中控制器38使用相对于反电动势的零交叉的延迟换向来操作，即，在AC市电电源电压相对较高的情况下，电循环的每个半部被划分为单个激励时段68，随着单个去激励时段70。在此，该单个去激励时段70包括单个续流时段，且将在后文中可以相应地这样称呼。在单个激励时段68之后发生单个续流时段70。

在相对较高的市电电源电压下，相绕组22中的相电流的水平以相对较快的速率增加。在相对较高电压下的延迟换向期间，相电流最初随着在绕组22中感应的反电动势，然后在激励时段相对较快地上升并且在去激励时段相对较快地下降。通过仅使用单个激励时段68和单个续流时段70，与例如每个电半循环包括多个激励和续流时段的方法相比，转换损耗可被减少。已经发现，在市电电源电压相对较高的情况下，包括单个激励时段68和单个续流时段70的电半循环可提供相电流，与例如包括多个激励和/或续流时段的电半循环相比，该相电流更紧密地跟随反电动势，因此可提供更有效地操作。

尽管如此，还可以设想，在市电电源电压相对较高的情况下，电半循环可被分成不同的激励和去激励时段，如上面关于在相对较低的电压下使用提前换向进行操作所描述的那样。