开关电源的原边控制电路及开关电源

技术领域

本申请属于电源技术领域，尤其涉及一种开关电源的原边控制电路及开关电源。

背景技术

如图1所示，传统的开关电源的原边控制电路包括振荡器、脉宽调制(Pulse WidthModulation，PWM)控制电路以及驱动电路，振荡器输出预设频率的内部时钟；PWM控制电路根据原边电流采样信号和内部时钟输出PWM控制信号；驱动电路对PWM控制信号进行放大以输出转换控制信号。

该传统的开关电源的原边控制电路应用于开关电源时，在开关电源启动时，输出直流电VOUT通过负载电容Cout的逐渐充电而慢慢建立。每个PWM周期通过振荡器产生的内部时钟CLKpulse经过PWM控制电路处理后产生高电平的PWM控制信号ON以打开原边场效应管M1，原边电流Ip以一个跟输入直流电VIN的电压成正比的斜率线性增加，流过原边采样电阻Rcs得到原边电流采样信号CS，再经过PWM控制电路处理产生低电平的PWM控制信号ON以结束原边开通。之后副边控制器打开副边场效应管M2给输出负载电容Cout充电，副边电流Is以一个跟输出直流电VOUT的电压成正比的斜率线性衰减，直到下一个内部时钟来时开始新的PWM周期。下一个内部时钟来之前副边电流Is如果衰减到零，系统工作在非连续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)状态，下一次原边开通时原边电流Ip从零开始，没有原副边直通电流所以副边场效应管M2的漏源电压(Drain-source Voltage，VDS)应力很低。下一个内部时钟CLKpulse来时副边电流Is如果没有衰减到零，系统工作在连续导通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)状态，下一次原边开通时原边电流Ip不是从零而是一个初始电流开始增加，原边MOSFET开通时由于原副边直通电流的存在会在副边MOSFET上产生大的VDS应力。原边场效应管M1开通时初始电流越大，即CCM程度越深，直通电流越大产生的副边MOSFET应力VDS也越大，CCM模式程度比较深时甚至会导致超过副边场效应管M2的击穿电压出现而引起副边场效应管M2被打坏,或者因VDS应力过高而需要选择耐压更高的副边MOSFET,增加系统成本。

由图2所示的波形示意图将可得知，当输出直流电VOUT很低时副边电流Is衰减速度很慢，如果不对开关周期进行处理直接以系统预设的开关频率进行PWM控制，下一个内部时钟CLKpulse来时副边电流Is不会衰减到零，系统会工作在CCM模式。输出直流电VOUT越低，开关频率越快，CCM程度越深，产生的副边场效应管M2应力VDS也就越大。

传统的开关电源的原边控制电路应用于开关电源时由于原副边直通电流的存在从而导致在副边MOSFET上产生大的VDS应力。

发明内容

本申请的目的在于提供一种开关电源的原边控制电路及开关电源，旨在解决传统的开关电源的原边控制电路应用于开关电源时由于原副边直通电流的存在从而导致在副边MOSFET上产生大的VDS应力的问题。

本申请实施例的提供了一种开关电源的原边控制电路，包括：

软启动控制电路，配置为当接入内部电压时，将所述内部电压转换为模拟控制信号；所述内部电压为软启动电压或所述开关电源的辅助绕组检测电压采样电压或；

振荡器，与所述软启动控制电路连接，配置为输出频率与所述模拟控制信号成线性关系的内部时钟；

PWM控制电路，与所述振荡器连接，配置为根据原边电流采样信号和所述内部时钟输出PWM控制信号；

驱动电路，与所述PWM控制电路连接，配置为对所述PWM控制信号进行放大以输出转换控制信号。

在其中一个实施例中，当所述内部电压为所述开关电源的辅助绕组检测电压的采样电压时，所述开关电源的原边控制电路还包括：

采样电路，与所述软启动控制电路连接，配置为当接收触发信号时，根据所述触发信号对所述开关电源的辅助绕组检测电压进行采样以输出所述采样电压；

所述软启动控制电路具体配置为当接入所述采样电压时，将所述采样电压转换为模拟控制信号；

所述PWM控制电路具体配置为根据所述辅助绕组检测电压、所述原边电流采样信号和所述内部时钟输出PWM控制信号。

在其中一个实施例中，其特征在于，所述采样电路包括：

采样时钟生成组件，配置为当接入所述触发信号时，在所述触发信号的第一跳变沿延时第一预设时长后输出第二预设时长的采样时钟；

开关组件，与所述采样时钟生成组件连接，配置为基于所述采样时钟转接所述开关电源的辅助绕组检测电压；

储能组件，与所述开关组件和所述振荡器连接，配置为根据所述辅助绕组检测电压进行充电并输出所述内部电压。

在其中一个实施例中，所述内部电压为所述软启动电压时，所述开关电源的原边控制电路还包括：

软启动电路，与所述软启动控制电路连接，配置为输出所述软启动电压。

所述软启动控制电路具体配置为当接入所述软启动电压时，将所述软启动电压转换为模拟控制信号；

所述PWM控制电路具体配置为根据所述软启动电压、所述原边电流采样信号和所述内部时钟输出PWM控制信号。

在其中一个实施例中，，所述模拟控制信号为第一电流，所述软启动控制电路具体配置为当接入所述内部电压时，对所述内部电压进行分段判断，并根据分段判断的结果输出随所述内部电压增加而分段增加的所述第一电流。

在其中一个实施例中，所述模拟控制信号为第一电压，所述软启动控制电路具体配置为当接入所述内部电压时，对所述内部电压进行分段判断，并根据分段判断的结果输出随所述内部电压增加而分段减小的所述第一电压。

在其中一个实施例中，所述模拟控制信号为第二电流，所述软启动控制电路具体配置为当接入所述内部电压时，输出随所述内部电压增加而逐渐增加的所述第二电流。

在其中一个实施例中，所述模拟控制信号为第二电压，所述软启动控制电路具体配置为当接入所述内部电压时，输出随所述内部电压增加而逐渐减小的所述第二电压。

在其中一个实施例中，所述模拟控制信号为充电电容，所述软启动控制电路具体配置为当接入所述内部电压时，对所述内部电压进行分段判断，并根据分段判断的结果得到随所述内部电压增加而分段减少的所述充电电容。

本发明实施例还提供一种开关电源，所述开关电源包括如上述的开关电源的原边控制电路；和

电压转换电路，配置为当接收输入直流电时，根据所述转换控制信号将所述输入直流电转换为第一直流电，并输出所述原边电流采样信号；

滤波电路，与所述电压转换电路连接，配置为根据所述第一直流电生成输出直流电；

副边控制电路，与所述电压转换电路连接，配置为当所述第一直流电的负极的电压小于预设电压时，输出开关控制信号；

副边开关电路，与所述电压转换电路、所述滤波电路以及所述副边控制电路连接，配置为根据所述开关控制信号转接所述第一直流电。

本发明实施例与现有技术相比存在的有益效果是：由于内部电压为软启动电压或开关电源的辅助绕组检测电压的采样电压，软启动电压或开关电源的辅助绕组检测电压的采样电压与输出直流电成正比例关系，即内部电压与开关电源的输出直流电成正比例关系，模拟控制信号由内部电压转换而成，内部时钟的频率与内部电压(输出直流电)成线性关系，PWM控制信号和转换控制信号由内部时钟生成，故转换控制信号的频率与内部电压(输出直流电)成线性关系，即当输出直流电较小时(开关电源启动时)减小了转换控制信号的频率，副边电流的衰减时间增长，在下一个PWM周期到来时副边电流衰减到零，避免了开关电源工作在CCM模式，降低了副边场效应管的VDS应力。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术发明，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为传统的开关电源的原边控制电路的一种结构示意图；

图2为传统的开关电源的原边控制电路的关键信号的的波形示意图；

图3为本申请一实施例提供的开关电源的原边控制电路的一种结构示意图；

图4为本申请一实施例提供的开关电源的原边控制电路的另一种结构示意图；

图5为本申请一实施例提供的开关电源的原边控制电路中采样电路的一种结构示意图；

图6为本申请一实施例提供的开关电源的原边控制电路中采样电路的一种示例电路结构图；

图7为本申请一实施例提供的开关电源的原边控制电路中采样电路的另一种示例电路结构图；

图8为如图6所示的采样时钟生成组件的关键信号波形示意图；

图9为如图7所示的采样时钟生成组件的关键信号波形示意图；

图10为本申请一实施例提供的开关电源的原边控制电路的另一种结构示意图；

图11为本申请一实施例提供的开关电源的原边控制电路中的一种部分示例电路结构图；

图12为如图11所示的软启动控制电路的关键信号波形示意图；

图13为如图11所示的振荡器的关键信号波形示意图；

图14为本申请一实施例提供的开关电源的原边控制电路中的一种部分示例电路结构图；

图15为如图14所示的软启动控制电路的关键信号波形示意图；

图16为如图14所示的振荡器的关键信号波形示意图；

图17为本申请一实施例提供的开关电源的原边控制电路中的一种部分示例电路结构图；

图18为如图17所示的软启动控制电路的关键信号波形示意图；

图19为如图17所示的振荡器的关键信号波形示意图；

图20为本申请一实施例提供的开关电源的原边控制电路中的一种部分示例电路结构图；

图21为如图20所示的软启动控制电路的关键信号波形示意图；

图22为如图20所示的振荡器的关键信号波形示意图；

图23为本申请一实施例提供的开关电源的原边控制电路中的一种部分示例电路结构图；

图24为本申请一实施例提供的开关电源的原边控制电路中的一种部分示例电路结构图；

图25为如图23所示的软启动控制电路的关键信号波形示意图；

图26为本申请一实施例提供的开关电源的一种结构示意图；

图27为本申请一实施例提供的开关电源的一种部分示例电路结构图；

图28为本申请一实施例提供的开关电源的一种部分示例电路结构图；

图29为图27和图28对应的输出直流电VOUT建立过程中的关键信号波形示意图。

具体实施方式

为了使本申请所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。

需要说明的是，当元件被称为“固定于”或“设置于”另一个元件，它可以直接在另一个元件上或者间接在该另一个元件上。当一个元件被称为是“连接于”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或间接连接至该另一个元件上。

需要理解的是，术语“长度”、“宽度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。

此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。

图3示出了本申请较佳实施例提供的开关电源的原边控制电路的结构示意图，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：

上述开关电源的原边控制电路包括软启动控制电路11、振荡器12、PWM控制电路13以及驱动电路14。

软启动控制电路11，配置为当接入内部电压时，将内部电压转换为模拟控制信号；内部电压为开关电源的辅助绕组检测电压的采样电压或软启动电压；

振荡器12，与软启动控制电路11连接，配置为输出频率与模拟控制信号成线性关系的内部时钟；

PWM控制电路13，与振荡器12连接，配置为根据原边电流采样信号和内部时钟输出PWM控制信号；

驱动电路14，与PWM控制电路13连接，配置为对PWM控制信号进行放大以输出转换控制信号。

当内部时钟上升沿到来时开始一个开关周期，PWM控制电路13通过对辅助绕组检测电压的采样电压或软启动电压进行谷底检测，检测到谷底时产生高电平的PWM控制信号以打开原边场效应管，原边电流采样信号逐渐增大并传输到PWM控制模块13，原边电流采样信号超过环路预设值时产生低电平的PWM控制信号以关断原边场效应管，直到下一个内部时钟上升沿到来时开始新的开关周期进行周而复始地环路控制。

当内部电压为开关电源的辅助绕组检测电压的采样电压时，如图4所示，开关电源的原边控制电路还包括采样电路15。

采样电路15，与软启动控制电路11连接，配置为当接收触发信号时，根据触发信号对开关电源的辅助绕组检测电压进行采样以输出采样电压；

软启动控制电路11具体配置为当接入采样电压时，将采样电压转换为模拟控制信号；

PWM控制电路13具体配置为根据辅助绕组检测电压、原边电流采样信号和内部时钟输出PWM控制信号。

通过上述采样电路，实现了当内部电压为开关电源的辅助绕组检测电压时的开关频率软启动控制。

如图5所示，采样电路15包括采样时钟生成组件151、开关组件152以及储能组件153。

采样时钟生成组件151，配置为当接入触发信号时，在触发信号的第一跳变沿延时第一预设时长后输出第二预设时长的采样时钟；其中，触发信号可以为PWM控制信号。

开关组件152，与采样时钟生成组件151连接，配置为基于采样时钟转接开关电源的辅助绕组检测电压；

储能组件153，与开关组件152和振荡器12连接，配置为根据辅助绕组检测电压进行充电并输出内部电压。

图6示出了本发明实施例提供的开关电源的原边控制电路中采样电路的一种示例电路结构，图7示出了本发明实施例提供的开关电源的原边控制电路中采样电路的另一种示例电路结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：

在图6中，采样时钟生成组件151包括第一或门OR1、第一反相器INV1。第一开关S1、第二开关S2、第一电流源I1、第一电容C1、第一比较器COMP1以及第一延时组件delay0；第一延时组件delay0配置为对采样时钟进行延时。

在图7中，采样时钟生成组件151包括第二延时组件、第三延时组件和第一或非门nor1。第二延时组件配置为对触发信号进行延时以生成第一延时信号；第三延时组件与第二延时组件连接，配置为对第二延时信号进行延时以生成第二延时信号，第一或非门nor1与第二延时组件和第三延时组件连接，配置为对第一延时信号和第二延时信号进行或非运算以生成采样时钟SampleFB。

在图6和图7中，开关组件152包括第三开关S3，储能组件153包括第二电容C2。

以下结合工作原理对图6和图7所示的作进一步说明：

在图6中，触发信号为PWM控制信号，当PWM控制信号ON为1时，通过第一或门OR1和第一反相器INV1控制第二开关S2闭合并控制第一开关S1打开，第一电容C1上的电压Vchg被放电并保持到零，通过第一比较器COMP1和第一延时组件处理后得到低电平的采样信号SampleFB。PWM控制信号ON下降沿到来时，通过第一或门OR1和第一反相器INV1控制第二开关S2打开并控制第一开关S1闭合，第一电容C1开始被第一电流源I1的电流进行充电，第一电容C1上的电压Vchg逐渐增加，当增大到参考电压Vref以上时，第一比较器comp1翻转产生高电平的采样时钟SampleFB0,经过第一延时组件处理后产生延时后的高电平的采样时钟SampleFB，再次通过第一或门OR1和第一反相器INV1控制第二开关S2闭合并控制第一开关S1打开，第一电容C1上的电压Vchg被放电并保持到零，第一比较器COMP1再次翻转产生低电平的采样时钟SampleFB0，经过第一延时组件处理后产生延时后的低电平的采样时钟SampleFB，实现PWM控制信号ON的下降沿延迟屏蔽时间Tblk后产生采样信号SampleFB，屏蔽时间Tblk通过第一电容C1、第一电流源I1和参考电压Vref来设定，计算表达式为Tblk＝C1*Vref/I1，采样时间由第一延时组件的延迟时间进行设定。图8为如图6所示的采样时钟生成组件的关键信号波形示意图。

在图7中，触发信号为PWM控制信号，PWM控制信号ON通过第二延时组件产生下降沿的第一延时信号ONdly1，下降沿的第一延时信号ONdly1再经过第三延时组件产生第二延时信号ONdly2，第一延时信号ONdly1和第二延时信号ONdly2经过第一或非门nor1处理得到采样时钟SampleFB。采样屏蔽时间Tblk由第二延时组件的延迟时间进行设定，采样时间由第三延时组件的延迟时间进行设定。图9为如图7所示的采样时钟生成组件的关键信号波形示意图。

内部电压为软启动电压时，如图10所示，开关电源的原边控制电路还包括软启动电路16。

软启动电路16，与软启动控制电路11连接，配置为输出软启动电压。

软启动控制电路11具体配置为当接入软启动电压时，将软启动电压转换为模拟控制信号；

PWM控制电路13具体配置为根据软启动电压、原边电流采样信号和内部时钟输出PWM控制信号。

通过上述软启动电路，实现了当内部电压为软启动电压时的开关频率软启动控制。

具体实施中，软启动控制电路11和振荡器12可以有如下四种实现方式。

在第一种实现方式中，模拟控制信号为第一电流，软启动控制电路11具体配置为当接入内部电压时，对内部电压进行分段判断，并根据分段判断的结果输出随内部电压增加而分段增加的第一电流。此时，振荡器12配置为输出频率与第一电流成线性关系的内部时钟。

图11示出了本发明实施例提供的开关电源的原边控制电路的一种部分示例电路结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：

软启动控制电路11包括n个第二比较器COMP2i、n个第四开关S4i、n个第二电流源I2i以及第三电流源I3。其中，i为小于等于n的自然数。

振荡器12包括第三场效应管M3、第四场效应管M4、第五场效应管M5、第六场效应管M6、第七场效应管M7、第五开关S5、第六开关S6、第三比较器COMP3、第四比较器COMP4、第二电容C2、第一与非门NAND1、第二与非门NAND2、第二反相器INV2以及第一脉冲信号产生组件；

以下结合工作原理对图11所示的作进一步说明：

通过n个第二比较器COMP2i对内部电压进行分段判定，n个第二比较器输出n个判决电压(FBcomp0至FBcompN)分别控制对应的第四开关S4i的闭合和相应第二电流源I2i的接入，其中，n＝N+1，得到随内部电压而分段增加的第一电流Ichg1。

如图11所示的软启动控制电路的关键信号波形示意图如图12所示。

内部电压超过第一参考电压Vref0时，第1个第二比较器COMP21翻转产生高电平的第一判决信号FBcomp0以控制第1个第四开关S41闭合，第1个第二电流源I21接入使得第一电流Ichg从I3增加到I3+I21；继续上升到超过第二参考电压Vref1时，第2个第二比较器COMP22翻转产生高电平的FBcomp1以控制第2个第四开关S42闭合，第2个第二电流源I22接入使得第一电流Ichg从I3增加到I3+I21+I22；以此类推，内部电压超过第N参考电压VrefN时，第n第二比较器COMP2n翻转产生高电平的第N判决信号FBcompN以控制第n个第四开关Sn闭合，第n个第二电流源I2n接入使得第一电流Ichg增加到I3+I21+I22+I23+…+I2n。软启动控制电路通过n个第二比较器COMP2i对内部电压进行分段判定，得到随内部电压而分段增加的第一电流Ichg1。

振荡器12接收第一电流Ichg1,对电第二容C2进行周期性的充放电到设定的高位参考电压VrefH和低位参考电压VrefL得到周期信号CLK0，通过脉冲信号产生电路处理得到频率与第一电流Ichg1相关的内部时钟CLKpulse。

第一电流Ichg通过第五场效应管M5和第六场效应管M6组成的电流镜和第三场效应管M3和第四场效应管M4组成的电流镜拷贝得到第二电容C2的充电电流Isrc并由第五开关S5接入，同时通过第五场效应管M5和第六场效应管M6组成的电流镜拷贝得到第二电容C2的放电电流Isnk并由第六开关S6接入。充电电流Isrc与放电电流Isnk对第二电容C2进行周期性地充放电得到第一电压信号ramp，分别与高位参考电压VrefH和低位参考电压VrefL通过第三比较器comp3和第四比较器comp4进行比较得到比较输出电压OUTH/OUTL，再通过第一与非门NAND1和第二与非门NAND2组成的RS触发器得到第一周期信号CLK0。第一周期信号CLK0和第二反相器inv2处理得到的第一反相信号CLK0B分别第五开关S5和第六开关S6实现第二电容C2的周期性充放电。第一周期信号CLK0再通过第一脉冲信号产生电路产生内部时钟CLKpulse以用于原边控制电路的PWM控制，内部时钟的频率决定了系统的开关频率。内部时钟CLKpulse的频率表达式为Fsw＝Ichg1/[2*C2*(VrefH-VrefL)]。由软启动控制电路模块产生的第一电流Ichg1跟随着内部电压而逐渐增大，产生的内部时钟CLKpulse的频率也就跟随着内部电压而逐渐增大，内部电压为开关电源的辅助绕组检测电压的采样电压或软启动电压，故内部时钟CLKpulse的频率也就跟随着输出直流电而逐渐增大，从而实现了系统开关频率的软起动控制。

如图11所示的振荡器的关键信号波形示意图如图13所示。

在第二种实现方式中，模拟控制信号为第二电流，软启动控制电路11具体配置为当接入内部电压时，输出随内部电压增加而逐渐增加的第二电流。此时，振荡器12配置为输出频率与第二电流成线性关系的内部时钟。

图14示出了本发明实施例提供的开关电源的原边控制电路的一种部分示例电路结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：

软启动控制电路11包括第四电流源I4、第一运算放大器U1、第八场效应管M8、第九场效应管M9、第十场效应管M10以及第一电阻R1。

振荡器12包括第五比较器COMP5、第七开关S7、第三电容C3以及第二脉冲信号产生组件。

以下结合工作原理对图14所示的作进一步说明：

通过运算放大器U1和第十场效应管M10形成的电压电流转换电路将内部电压VINT转换成电流Ifb，其中，Ifb＝VINT/R1，再通过第八场效应管M8和第九场效应管M9组成的电流镜将电流Ifb接入到第二电流Ichg2，得到随着内部电压VINT而逐渐增加的第二电流Ichg2，其中，Ichg2＝I4+VINT/R1。

图14所示的软启动控制电路的关键信号波形示意图如图15所示。

振荡器12接收第二电流Ichg2并对第三电容C3进行周期性的充放电得到第二周期信号CLK0，通过第二脉冲信号产生组件进行处理得到频率与第二电流Ichg2相关的周期性脉冲信号(内部时钟)CLKpulse。

第二电流Ichg2和第七开关S7对第三电容C3进行周期性地充放电得到第二电压信号ramp，与参考电压Vref通过第六比较器COMP6进行比较得到第二周期信号CLK0，再通过第二脉冲信号产生组件产生周期性脉冲信号(内部时钟)CLKpulse以用于原边控制电路的PWM控制，内部时钟CLKpulse的频率决定了开关电源的开关频率。该振荡器12产生的内部时钟CLKpulse的频率表达式为Fsw＝Ichg2/(C3*Vref)。由该软启动控制电路模块产生的第二电流Ichg2跟随着内部电压VINT增大而逐渐增大，产生的内部时钟CLKpulse的频率也就跟随着内部电压而逐渐增大，由于内部电压VINT为开关电源的辅助绕组检测电压的采样电压或软启动电压，故内部时钟CLKpulse的频率也就跟随着输出直流电而逐渐增大，从而实现了系统开关频率的软起动控制。

图14所示的振荡器的关键信号波形示意图如图16所示。

在第三种实现方式中，模拟控制信号为第一电压，软启动控制电路11具体配置为当接入内部电压时，对内部电压进行分段判断，并根据分段判断的结果输出随内部电压增加而分段减小的第一电压。此时，振荡器12配置为输出频率与第一电压成线性关系的内部时钟。

图17示出了本发明实施例提供的开关电源的原边控制电路的一种部分示例电路结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：

软启动控制电路11包括N+1个第五电流源I5j，其中j为小于等于N+1的自然数，第六电流源I6、N+1个第七比较器COMP7j，N+1个第八开关S8j以及第二电阻R2。

振荡器12包括第七电流源I7、第十一场效应管M11、第十二场效应管M12、第十三场效应管M13、第十四场效应管M14、第十五场效应管M15、第九开关S9、第十开关S10、第四电容C4、第八比较器COMP8、第九比较器COMP9、第三与非门NAND3、第四与非门NAND4、第三反相器INV3以及第三脉冲信号产生组件。

以下结合工作原理对图17所示的作进一步说明：

通过N+1个第七比较器COMP7j对内部电压进行分段判定，N+1个第七比较器COMP7j输出N+1个判定电压(FBcomp0至FBcompN)分别控制对应的N+1个第八开关S8j的打开和相应N+1个第五电流源I5j的切除，叠加起来的电流再流过第二电阻R2得到随内部电压而分段减小的第一电压Vchg1。

图17所示的软启动控制电路的关键信号波形示意图如图18所示。

内部电压VINT很低时，流过第二电阻R2的电流为I6+I50+I51+I52+…+I5N，随着内部电压逐渐增加，超过第一参考电压Vref0时，第1个第七比较器COMP71翻转以控制第1个第八开关S81打开，第1个第五电流源I50切除使得总电流从I6+I50+I51+I52+…+I5N减小到I6+I51+I52+…+I5N；继续上升到超过第二参考电压Vref1时，第2个第七比较器COMP71翻转产生以控制第2个第八开关S81打开，第2个第五电流源I51切除使得总电流从I6+I51+I52+…+I5N继续减小到I6+I52+…+I5N；以此类推，内部电压VINT超过第N+1参考电压时，第N+1第七比较器COMP7N翻转以控制第N+1第八开关S8N打开，第N+1第五电流源I5N切除使得总电流减小到最小值I6。叠加的总电流流过第二电阻R2产生第一电压Vchg1，从而通过N+1个第七比较器COMP7j对内部电压进行分段判定，得到随内部电压VINT而分段减小的第一电压Vchg1。

振荡器12接收第一电压Vchg1,通过第七电流源I7对第四电容C4进行周期性的充放电到高位参考电压Vchg和低位参考电压VrefL以得到第三周期信号CLK0，再通过第三脉冲信号产生组件进行处理得到频率与第二电压Vchg相关的周期性脉冲信号(内部时钟)CLKpulse。

第七电流源I7通过第十三场效应管M13和第十四场效应管M14组成的电流镜和第十一场效应管M11和第十二场效应管M12组成的电流镜拷贝得到第四电容C4的充电电流Isrc并由第九开关S9接入，同时通过第十三场效应管M13和第十五场效应管M15组成的电流镜拷贝得到第四电容C4的放电电流Isnk并由第十开关S10接入。充电电流Isrc与放电电流Isnk对第四电容C4进行周期性地充放电得到第三电压信号ramp，分别与高位参考电压Vchg和低位参考电压VrefL通过第八比较器COMP8和第九比较器COMP9进行比较得到比较输出电压OUTH/OUTL，再通过第三与非门NAND3和第四与非门NAND4组成的RS触发器得到第三周期信号CLK0。第三周期信号CLK0和第三反相器INV3处理得到的第三反相信号CLK0B分别控制第九开关S9和第十开关S10实现第四电容C4的周期性充放电。第三周期信号CLK0再通过第三脉冲信号产生组件产生周期性脉冲信号(内部时钟)CLKpulse以用于原边控制电路的PWM控制，内部时钟CLKpulse的频率决定了开关电源的开关频率。振荡器12产生的内部时钟CLKpulse的频率表达式为Fsw＝I7/[2*C4*(Vchg1-VrefL)]。第一电压Vchg1跟随着内部电压而逐渐减小，产生的内部时钟CLKpulse的频率也就跟随着输出直流电而逐渐增大，从而实现了系统开关频率的软起动控制。

图17所示的振荡器12的关键信号波形示意图如图19所示。

在第四种实现方式中，模拟控制信号为第二电压，软启动控制电路11具体配置为当接入内部电压时，输出随内部电压增加而逐渐减小的第二电压。此时，振荡器12配置为输出频率与第二电压成线性关系的内部时钟。

图20示出了本发明实施例提供的开关电源的原边控制电路的一种部分示例电路结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：

软启动控制电路11包括第二运算放大器U2、第八电流源I8、第九电流源I9、第十六场效应管M16、第十七场效应管M17、第十八场效应管M18、第十九场效应管M19、第二十场效应管M20、第三电阻R3和第四电阻R4。

振荡器12包括第十电流源I10、第十开关S10、第十比较器COMP10、第五电容C5以及第四脉冲信号产生组件。

以下结合工作原理对图20所示的作进一步说明：

通过第二运算放大器U2和第十六场效应管M16形成的电压电流转换电路将内部电压VINT转换成电流Ifb，其中电流Ifb＝VINT/R3，再通过第十七场效应管M17至第二十场效应管M20组成的电流镜将电流Ifb进行镜像，再通过第九电流源I9和第四电阻R4产生第二电压Vchg2。

第二电压Vchg 2＝(I9-VINT/R3)*R4，即第二电压随着内部电压而逐渐减小，通过设置最大的电流Ifb可以保证最小的第二电压Vchg2为(I9-0.5*I8)*R4。

图20所示的软启动控制电路的关键信号波形示意图如图21所示。

振荡器12接收第二电压Vchg2,通过第十电流源I10对第五电容C5进行周期性的充放电到第二电压Vchg2以得到第四周期信号CLK0，再通过第四脉冲信号产生组件进行处理得到频率与第二电压Vchg2相关的周期性脉冲信号(内部时钟)CLKpulse。

图20所示的振荡器12电路的关键信号波形示意图如图22所示。

第十电流源I10和第十开关S10对第五电容C5进行周期性地充放电得到第四电压信号ramp，与第二电压Vchg2通过第十比较器COMP10进行比较得到第四周期信号CLK0，再通过第四脉冲信号产生组件产生周期性脉冲信号(内部时钟)CLKpulse以用于原边控制电路的PWM控制，内部时钟CLKpulse的频率决定了开关电源的开关频率。内部时钟CLKpulse的频率表达式为Fsw＝I10/(C5*Vchg2)。第二电压Vchg2跟随着内部电压而逐渐减小，产生的内部时钟CLKpulse的频率也就跟随着输出直流电而逐渐增大，从而实现了系统开关频率的软起动控制。

在第五种实现方式中，模拟控制信号为充电电容，软启动控制电路11具体配置为当接入内部电压时，对内部电压进行分段判断，并根据分段判断的结果得到随内部电压增加而分段减少的充电电容。此时，振荡器12配置为输出频率与充电电容成线性关系的内部时钟。

图23示出了本发明实施例提供的开关电源的原边控制电路的一种部分示例电路结构，图24示出了本发明实施例提供的开关电源的原边控制电路中振荡器12的一种示例电路结构，为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：

图23中，软启动控制电路11包括N+1个第十一比较器COMP11k、N+1个第十一开关S11k、N+1个第七电容C7k以及第六电容C6，其中k为小于等于N+1的自然数。

图23中，振荡器12包括第十一电流源I11、第十二开关S12、第十三开关S13、第二十一场效应管M21、第二十二场效应管M22、第二十三场效应管M23、第二十四场效应管M24、第二十五场效应管M25、第十二比较器COMP12、第十三比较器COMP13、第五与非门NAND5、第六与非门NAND6、第四反相器INV4以及第五脉冲信号产生组件。

图24中，振荡器12包括第十二电流源I12、第十四比较器COMP14以及第六脉冲信号产生组件。

以下结合工作原理对图23和图24所示的作进一步说明：

通过N+1个第十一比较器COMP11k对内部电压进行分段判定，N+1个第十一比较器COMP11k输出N+1个判断电压(FBcomp0至FBcompN)分别控制对应的N+1个第十一开关S11k的打开和相应N+1个第七电容C7k的切除，叠加起来的电容即为产生的充电电容Cchg。

内部电压VINT很低时，总电容为C6+C70+C71+C72+…+C7N，随着内部电压逐渐增加，超过第一参考电压Vref0时，第1个第十一比较器COMP110翻转产生以控制第1个第十一开关S110打开，第1个第七电容C70切除使得总电容从C6+C70+C71+C72+…+C7N减小到C6+C71+C72+…+C7N；继续上升到超过第二参考电压Vref1时，第2个第十一比较器COMP111翻转以控制第2个第十一开关S111打开，第2个第七电容C71切除使得总电容从C6+C71+C72+…+C7N继续减小到C6+C72+…+C7N；以此类推，内部电压超过第N+1参考电压VrefN时，第N+1个第十一比较器COMP11N翻转以控制第N+1个第十一开关S11N打开，第N+1个第七电容C7N切除使得总电容减小到最小值C6。叠加的总电容即为产生的充电电容Cchg，软启动控制电路对内部电压进行分段判定，得到随内部电压而分段减小的充电电容Cchg。

图23所示的频率软启动控制电路的关键信号波形示意图如图25所示。

振荡器12连接充电电容Cchg,通过第十一电流源I11对充电电容Cchg进行周期性的充放电到高位参考电压VrefH和低位参考电压VrefL得到第五周期信号CLK0，再通过第五脉冲信号产生组件进行处理得到频率与充电电容Cchg相关的周期性脉冲信号(内部时钟)CLKpulse。

图23中，第十一电流源I11通过第二十三场效应管M23至第二十五场效应管M25组成的电流镜和第二十一场效应管M21和第二十二场效应管M22组成的电流镜拷贝得到充电电容Cchg的充电电流Isrc并由第十二开关S12接入，同时通过第二十三场效应管M23至第二十五场效应管M25组成的电流镜拷贝得到充电电容Cchg的放电电流Isnk并由第十三开关S13接入。充电电流Isrc与放电电流Isnk对充电电容Cchg进行周期性地充放电得到第五电压信号ramp，分别与高位参考电压VrefH和低位参考电压VrefL通过第十二比较器COMP12和第十三比较器COMP13进行比较得到比较输出电压OUTH/OUTL，再通过第五与非门NAND5和第六与非门NAND6组成的RS触发器得到第五周期信号CLK0。第五周期信号CLK0和第四反相器INV4处理得到的第五反相信号CLK0B分别控制第十二开关S12和第十三开关S13实现充电电容Cchg的周期性充放电。第五周期信号CLK0再通过第五脉冲信号产生组件产生周期性脉冲信号(内部时钟)CLKpulse以用于原边控制电路的PWM控制，内部时钟CLKpulse的频率决定了开关电源的开关频率。振荡器12产生的内部时钟CLKpulse的频率表达式为Fsw＝I11/[2*Cchg*(VrefH-VrefL)]。由软启动控制电路得到的充电电容Cchg跟随着内部电压而逐渐减小，产生的内部时钟CLKpulse的频率也就跟随着内部电压而逐渐增大，由于内部电压为开关电源的辅助绕组检测电压的采样电压或软启动电压；内部时钟CLKpulse的频率也就跟随着输出直流电而逐渐增大，从而实现了系统开关频率的软起动控制。

在图24中，基准电流IB对电容Cchg进行周期性的充放电到参考电压Vref得到周期信号CLK0，再通过脉冲信号产生电路进行处理得到频率与充电电容Cchg，也就是VOUT电压相关的周期性脉冲信号CLKpulse。

第十二电流源I12和第十四开关S14对充电电容Cchg进行周期性地充放电得到第六电压信号ramp，与参考电压Vref通过第十四比较器COMP14进行比较得到第六周期信号CLK0，再通过第六脉冲信号产生组件产生周期性脉冲信号(内部时钟)CLKpulse以用于原边控制电路的PWM控制，内部时钟CLKpulse的频率决定了开关电源的开关频率。振荡器12产生内部时钟CLKpulse的频率表达式为Fsw＝I12/(Cchg*Vref)。由软启动控制电路得到的充电电容Cchg跟随着内部电压而逐渐减小，产生的内部时钟CLKpulse的频率也就跟随着内部电压而逐渐增大，由于内部电压为开关电源的辅助绕组检测电压的采样电压或软启动电压；内部时钟CLKpulse的频率也就跟随着输出直流电而逐渐增大，从而实现了系统开关频率的软起动控制。

本发明实施例还提供一种开关电源，如图26所示，开关电源包括如上述的开关电源的原边控制电路；和

电压转换电路21，配置为当接收输入直流电时，根据转换控制信号将输入直流电转换为第一直流电，并输出原边电流采样信号；

滤波电路22，与电压转换电路21连接，配置为根据第一直流电生成输出直流电；

副边控制电路23，与电压转换电路21连接，配置为当第一直流电的负极的电压小于预设电压时，输出开关控制信号；

副边开关电路24，与电压转换电路21、滤波电路22以及副边控制电路23连接，配置为根据开关控制信号转接第一直流电。

如图27所示，电压转换电路21包括变压器T1、原边场效应管M1以及原边采样电阻Rcs。

变压器T1的原边的第一端连接至电压转换电路21的输入直流电输入端，变压器T1的原边的第二端与原边场效应管M1的漏极连接，变压器T1的副边的第一端连接至电压转换电路21的第一直流电的正极输出端，变压器T1的副边的第二端连接至电压转换电路21的第一直流电的负极输出端，原边场效应管M1的栅极连接至电压转换电路21的转换控制信号输入端，原边场效应管M1的源极和原边采样电阻Rcs的第一端共同连接至电压转换电路21的原边电流采样信号输出端，原边采样电阻Rcs的第二端与电源地连接。

电压转换电路21还配置为输出辅助绕组检测电压；如图28所示，变压器T1的辅助绕组的第一端与第一辅助采样电阻Rfth的第一端连接，变压器T1的辅助绕组的第二端和第二辅助采样电阻Rfbl的第一端共接于电源地，第一辅助采样电阻Rfth的第二端和第二辅助采样电阻Rfbl的第二端共同连接至电压转换电路21的辅助绕组检测电压输出端。

副边开关电路24包括副边场效应管M2。

滤波电路22包括滤波电容Cout。

图27和图28对应的输出直流电VOUT建立过程中的关键信号波形示意图如图29所示，从图中可以看到，输出直流电VOUT较低时副边电流Is的衰减速度很慢，通过开关频率软起动控制使得在输出直流电VOUT电压很低时开关频率也很低，副边电流Is的衰减时间增长，在下一个PWM周期到来时副边电流Is衰减到零，避免系统工作在CCM模式，降低副边开关电路24中的副边场效应管M2的VDS应力，有效解决系统输出直流电VOUT建立过程中副边场效应管M2应力过高的问题。

本发明实施例通过软启动控制电路当接入内部电压时，将内部电压转换为模拟控制信号；内部电压为开关电源的辅助绕组检测电压的采样电压或软启动电压；振荡器输出频率与模拟控制信号成线性关系的内部时钟；PWM控制电路根据原边电流采样信号和内部时钟输出PWM控制信号；驱动电路对PWM控制信号进行放大以输出转换控制信号；由于内部电压为开关电源的辅助绕组检测电压的采样电压或软启动电压，即内部电压与开关电源的输出直流电成正比例关系，模拟控制信号由内部电压转换而成，内部时钟的频率与内部电压(输出直流电)成线性关系，PWM控制信号和转换控制信号由内部时钟生成，故转换控制信号的频率与内部电压(输出直流电)成线性关系，即当输出直流电较小时(开关电源启动时)减小了转换控制信号的频率，副边电流的衰减时间增长，在下一个PWM周期到来时副边电流衰减到零，避免了开关电源工作在CCM模式，降低了副边场效应管的VDS应力。

应理解，上述实施例中各步骤的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本申请实施例的实施过程构成任何限定。

以上所述实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本申请的保护范围之内。