放大器电路

【技术领域】

本发明涉及放大器技术领域，特别涉及具有运算放大器的放大器电路。

【背景技术】

运算放大器(op amp)是当今使用最广泛的电子设备之一，被广泛用于消费，工业和科学设备中。例如，可以使用运算放大器作为耳机放大器。

图1描绘了由运算放大器op_amp实现的传统放大器电路100。由于速度饱和效应，反馈(feedback)电阻器Rf两端的大电压摆幅(例如，反馈电阻器Rf的电阻中的二阶电压系数)会严重影响反馈电阻器Rf的电阻，从而导致放大时存在严重的奇次谐波(oddharmonic)(例如，HD3，HD5，HD7等)。

一种传统解决方案是使用大型反馈电阻器Rf来维持较大的电压摆幅。但是，这种改进不是有效的。反馈电阻器Rf的宽度增加了2

【发明内容】

本发明提供一种放大器电路，可改善放大器电路中的反馈电路的非线性。

具体的，本发明实施例披露一种放大器电路，包括：主运算放大器；反馈电路，将所述主运算放大器的输出信号耦合至所述主运算放大器的输入端；和补偿电路，耦合至所述主运算放大器的所述输入端，以补偿所述反馈电路的非线性；其中，通过所述补偿电路耦合至所述主运算放大器的输入端的信号相较于所述主运算放大器的所述输出信号反相。

由上可知，在本发明的实施例中，包括用于补偿反馈电路的非线性的补偿电路由此可改善放大器电路中的反馈电路的非线性。

【附图说明】

图1描绘了由运算放大器op_amp实现的传统放大器电路100。

图2A与图2B描绘了解决图1的反馈电阻器Rf的非线性的方案。

图3描绘了在正反馈回路(loop)路径中具有反相并行线性化的单端放大器电路300。

图4描绘了在正反馈回路路径中具有反相并行线性化的全差分放大器电路400。

图5描绘了在前馈(feed-forward)信号路径中具有反相并行线性化的单端放大器电路500。

图6描绘了在前馈信号路径中具有反相并行线性化的全差分放大器电路600。

【具体实施方式】

在说明书及权利要求当中使用了某些词汇来指称特定的组件。本领域技术人员应可理解，硬件制造商可能会用不同的名词来称呼同一个组件。本说明书及权利要求并不以名称的差异来作为区分组件的方式，而是以组件在功能上的差异来作为区分的准则。在通篇说明书及权利要求当中所提及的“包含”及“包括”为一开放式的用语，故应解释成“包含但不限定于”。“大体上”是指在可接受的误差范围内，本领域技术人员能够在一定误差范围内解决该技术问题，基本达到该技术效果。此外，“耦合”一词在此包含任何直接及间接的电性连接手段。因此，若文中描述一第一装置耦合至于一第二装置，则代表该第一装置可直接电性连接于该第二装置，或通过其它装置或连接手段间接地电性连接至该第二装置。以下该为实施本发明的较佳方式，目的在于说明本发明的精神而非用以限定本发明的保护范围，本发明的保护范围当视后附的权利要求所界定者为准。

接下面的描述为本发明预期的最优实施例。这些描述用于阐述本发明的大致原则而不应用于限制本发明。本发明的保护范围应在参考本发明的权利要求的基础上进行认定。

图2A与图2B描绘了解决图1的反馈电阻器Rf的非线性的方案。引入反相(inverse)并行线性化架构。

如图2A所示，反馈电阻器Rf两端的电压Vop被反相放大电路inv_amp(幅度增益为1)反相，因此，补偿电阻器Rc两端的电压为反馈电阻器Rf两端的电压(Vop)的反相(具体可参考图2A所示)。这种架构被称为反相并行线性化。图2B示出了图2A的电阻器的电流-电压(I-V)(具体为Iop-Vop)图。反馈电阻器Rf的I-V曲线为202，其包含2阶降级，例如Rf(1-a

反相并行线性化架构可以在放大器电路的正反馈回路路径中实现。

图3描绘了在正反馈回路路径中具有反相并行线性化的单端放大器电路300。

单端放大器电路300具有主运算放大器op_amp，反馈电阻器Rf和包括补偿电阻器Rc和反相放大电路inv_amp(幅度增益为1)的补偿电路302。主运算放大器op_amp具有同相输入端“+”，反相输入端“-”和用于输出放大后的信号Vout的单端输出端。反馈电阻器Rf耦合在单端输出端(Vout)与主运算放大器op_amp的反相输入端“-”之间。补偿电路302设置在单端放大器电路300的正反馈回路路径中，以与反馈电阻器Rf形成反相并行线性化架构。因此，反馈电阻器Rf的非线性由补偿电路302补偿。如图所示，主运算放大器op_amp的单端输出端(Vout)耦合至反相放大电路inv_amp的输入端，反相放大电路inv_amp的输出端通过补偿电阻器Rc耦合至主运算放大器op_amp的反相输入端“-”。

单端放大器电路300是I-V放大器，其输入信号是电流信号Idac，输出信号是电压信号Vout。在其他示例性的实施例中，V-V放大也可以使用补偿电路302。【0001】在反相并行线性化架构中，输出信号Vout为：

Vout≈IdacRf(1-a

≈IdacRf(1-a

(由于泰勒级数)

≈IdacRf(1-a

≈IdacRf+VoutRf/Rc (如果a

≈IdacRf (如果Rc>>Rf)

为了获得理想方程式Vout≈IdacRf，补偿电阻器Rc的电阻大于反馈电阻器Rf的电阻。

在示例性的实施例中，补偿电阻器Rc的电阻是反馈电阻器Rf的电阻的N倍，并且N大于1。反馈电阻器Rf的长度和宽度分别是L1和W1。补偿电阻器Rc的长度和宽度分别为L2和W2。具体而言，补偿电阻器Rc设计为：

补偿电阻器Rc的尺寸小于反馈电阻器Rf的尺寸。单端放大器电路300是具有高线性度和合理尺寸的放大器。

在示例性的实施例中，为了极佳地最小化正由反馈回路路径引入的噪声成分或不稳定性，N大于10。例如，N可以为29。当W1为32μ，L1为189μ时，W2为0.2μ以及L2为35.1μ。反馈电阻器Rf和补偿电阻器Rc均为小型电阻器。

在另一个示例性的实施例中，补偿电路302的反相放大电路inv_amp可以具有大于1的幅度增益k。在这样的示例中，补偿电阻器Rc的电阻是反馈电阻器Rf的电阻的k*N倍，且N大于1。具体地，补偿电阻器Rc设计为：

补偿电阻器Rc的尺寸进一步通过k缩小。在上述示例中，N为29，W1为32μ，L1为189μ，k为2时，W2为0.072μ和L2为24.8μ。本示例中，补偿电阻器Rc的尺寸小于前面的示例。

在其他示例性的实施例中，反馈电阻器Rf也被制造为具有小尺寸。例如，反馈电阻器Rf可以由并联耦合的多个小尺寸电阻器来实现。

图4描绘了在正反馈回路路径中具有反相并行线性化的全差分放大器电路400。

全差分放大器电路400具有主运算放大器op_amp，包括第一反馈电阻器Rf1和第二反馈电阻器Rf2的反馈电路，以及包括第一补偿电阻器Rc1和第二补偿电阻器Rc2的补偿电路。主运算放大器op_amp具有同相输入端“+”，反相输入端“-”，正输出端(Vout_p)和负输出端(Vout_n)。放大后的信号为(Vout_p–Vout_n)。第一反馈电阻器Rf1耦合在主运算放大器op_amp的正输出端(Vout_p)与反相输入端“-”之间，第二反馈电阻器Rf2耦合在负输出端(Vout_n)与主运算放大器op_amp的正输入端“+”之间。第一补偿电阻器Rc1耦合在主运算放大器op_amp的负输出端(Vout_n)和反相输入端“-”之间，第二补偿电阻器Rc2耦合在正输出端(Vout_p)和主运算放大器op_amp的正输入端“+”之间。在第一和第二反馈电阻器Rf1和Rf2上都成功地完成了反相并行线性化。

在示例性的实施例中，第一补偿电阻器Rc1的电阻大于第一反馈电阻器Rf1的电阻，第一补偿电阻器Rc1的尺寸小于第一反馈电阻器Rf1的尺寸，第二补偿电阻器Rc2的电阻大于第二反馈电阻器Rf2的电阻，第二补偿电阻器Rc2的尺寸小于第二反馈电阻器Rf2的尺寸。

在示例性的实施例中，第一补偿电阻器Rc1的电阻是第一反馈电阻器Rf1的电阻的N倍，并且N大于1。第一反馈电阻器Rf1的长度和宽度分别是L1和W1。第一补偿电阻器Rc1的长度和宽度分别为L2和W2。L2为

在其他示例性的实施例中，反馈电阻器Rf1和Rf2也以小尺寸制造。例如，反馈电阻器Rf1/Rf2可以由并联耦合的多个小尺寸电阻器来实现。

在一些示例性的实施例中，可以在前馈(feed-forward)信号路径中而不是基于放大器电路的反馈来实现反相并行线性化架构。

图5描绘了在前馈信号路径中具有反相并行线性化的单端放大器电路500。与图3的单端放大器电路300相比，单端放大器电路500的补偿电路502耦合在单端放大器电路500的前级电路与主运算放大器op_amp的反相输入端“-”之间。

在示例性的实施例中，前级电路向单端放大器电路500提供电流信号Idac作为单端放大器电路500的输入信号。除了补偿电阻器Rc之外，补偿电路502还包括：转换器504，转换器504将单端放大器电路500的输入信号Idac转换为相较于单端放大器电路500的输出信号Vout反相的信号。在示例性的实施例中，转换器504产生电压(≈-Iout*Rf＝-Vout)，所述电压通过补偿电路Rc耦合至主运算放大器op_amp的反相输入端“-”。

在图5所示的这种结构中，在前馈信号路径中成功地执行了反相并行线性化。补偿电阻器Rc的电阻大于反馈电阻器Rf的电阻，并且补偿电阻器Rc的尺寸小于反馈电阻器Rf的尺寸。在示例性的实施例中，补偿电阻器Rc的电阻是反馈电阻器Rf的电阻的N倍，并且N大于1。反馈电阻器Rf的长度和宽度分别是L1和W1。补偿电阻器Rc的长度和宽度分别为L2和W2。L2为

在另一个示例性的实施例中，转换器504还包括增益为k(大于1)的放大电路。反相信号(≈-Iout*Rf＝-Vout)被放大k倍，然后通过补偿电路Rc耦合至主运算放大器op_amp的反相输入端“-”。在这样的示例中，补偿电阻器Rc的电阻是反馈电阻器Rf的电阻的k*N倍，并且N大于1。具体地，补偿电阻器Rc设计为：

在其他示例性的实施例中，反馈电阻器Rf也被制造为小尺寸。例如，反馈电阻器Rf可以由并联耦合的多个小尺寸电阻器来实现。

图6描绘了在前馈信号路径中具有反相并行线性化的全差分放大器电路600。与图5的单端放大器电路500相比，第一补偿电阻器Rc1耦合在全差分放大器电路600的前级电路602的正输出端FS_p和主运算放大器op_amp的反相输入端“-”之间，以及第二补偿电阻器Rc2耦合在全差分放大器电路600的前级电路602的负输出端FS_n和主运算放大器op_amp的同相输入端“+”之间。前级电路602使用正输出端FS_p和负输出端FS_n将电压信号传输到全差分放大器电路600中，作为全差分放大器电路600的输入信号。第一输入电阻器Rin1耦合在前级电路602的正输出端FS_p和主运算放大器op_amp的同相输入端“+”之间，以及第二输入电阻器Rin2耦合在前级电路602的负输出端FS_n和主运算放大器op_amp的反相输入端“-”之间。

在图6所示的这种结构中，在前馈信号路径中成功地执行了反相并行线性化。第一补偿电阻器Rc1的电阻大于第一反馈电阻器Rf1的电阻，第一补偿电阻器Rc1的尺寸小于第一反馈电阻器Rf1的尺寸，第二补偿电阻器Rc2的电阻大于第二反馈电阻器Rf2的电阻，第二补偿电阻器Rc2的尺寸小于第二反馈电阻器Rf2的尺寸。

在示例性的实施例中，第一补偿电阻器Rcl的电阻是第一反馈电阻器Rf1的电阻的N倍，并且N大于1。第一反馈电阻器Rf1的长度和宽度分别是Ll和Wl。第一补偿电阻器Rc1的长度和宽度分别为L2和W2。L2为

在其他示例性的实施例中，反馈电阻器Rf1和Rf2也以小尺寸制造。例如，反馈电阻器Rf1/Rf2可以由并联耦合的多个小尺寸电阻器来实现。

放大器架构可以有各种修改。具有耦合至主运算放大器的输入端以补偿反馈电路的非线性的补偿电路的任何放大器应被认为在本发明的范围内。通过补偿电路耦合至主运算放大器的输入端的信号是主运算放大器的输出信号的反相信号。

在权利要求中使用诸如“第一”，“第二”，“第三”等的序数术语来修改权利要求要素本身并不意味着一个权利要求要素优先于另一个或者时间的任何优先权，优先权或顺序。执行方法的行为的顺序，但仅用作标签以将具有特定名称的一个权利要求元素与具有相同名称的另一个元素(但是用于使用序数术语)区分，以区分权利要求元素。

本发明虽以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明的范围，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视权利要求所界定者为准。