一种用于生物信号采集的模拟前端电路

技术领域

本发明涉及一种模拟端的电路，尤其涉及一种针对生物信号采集的模拟端电路，属于电路模拟技术领域。

背景技术

便携式健康监护系统通常会监测人体的心电、肌电和脑电信号。而这几种信号幅度非常小(最大的也只有10毫伏，最小的只有20微伏)，这就要求采集这些生物电信号的模拟前端具有极低噪声，例如等效输入噪声密度只有几十纳伏每平方根赫兹。而长时间监护人体又要求健康监护系统的功耗特别低，这就要求该系统需要一个低功耗低噪声的生物电信号采集模拟前端。

一般来说此类电路有三个重要指标：精度、功耗和成本。精度决定了便携监测装置提供的信息是否可靠，有些病早期可能发出小幅信号，如果精度不达标可能会忽略掉这些早期疾病。功耗决定了工作时间，电池寿命，作为便携设备因尽量减少充电次数，带给用户更多方便。成本决定了该设备能否普及，如果只有少数人才能负担得起就失去了意义。

一般的生物信号采集与处理芯片架构包含信号采集、模数转换、数字信号处理、无线发射等模块构成，人体发出的信号首先要由模拟前端进行采集和放大，再被后面的模块处理，因此生物信号采集模拟前端电路就决定了信号的完整度、噪声性能、线性度等重要性能，是整个架构中最为复杂，也最为重要的一环。其次考虑到生物电信号还有其特殊性，一是幅度低，易受电极上以及人体自身的干扰；二是频率低，易受电路中低频噪声影响，并且采集比较困难。这些特殊性对模拟前端电路的噪声性能、共模抑制比、电源抑制比、输入阻抗都提出了很高的要求，需要在设计时多加考虑。普通电路中，可以通过在功耗和性能之间折中，适当增加功耗，以提高电路的噪声性能，消除电路干扰，但是由于本论文应用于可穿戴医疗设备，为了能长时间准确的检测个体身体状况，电路功耗便成为了一个重要指标，不能一味地牺牲功耗来提升性能。

目前常用的生物信号采集电路存在精度较低、可靠性较差的问题，而且通常需要通过增加电源电压、增加电流、增加额外的处理电路方式消除干扰、噪声的影响，这样也导致电路功耗增加、芯片尺寸增大。生物信号检测模拟前端大都使用隔直流电容滤除心电信号中的直流分量，电容值处于微法量级，面积极大，无法实现电容与芯片的单片集成；同时目前的设计还采用单端输出结构，限制了输出信号的动态范围。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种用于医用设备的低功耗模拟前端电路，以解决现有医用设备模拟前端电路噪声、精度以及功耗方面存在不足的问题，使电路达到低噪声、高精度、低功耗的目的。

本发明采用双端输入的设计，能够同时采集电极信号和压力传感器信号间，利用斩波和亚阈值技术，采用12bit SARADC来实现模拟信号到数字信号的转换来实现低功耗。

本发明的整体结构如图1所示，由干湿电极或压力传感器采集生物信号，其中，干湿电极用来采集脑电或心电信号，压力传感器用来采集血压信号；通过斩波仪表放大器来抑制直流偏移并进行预放大。输出的信号通过数字信号控制的开关进行选通，以此来控制心电信号和血压信号的转换。微弱信号经过预放大后，再通过0-40dB增益可调放大器进行二次放大。最终由12bit SAR模数转换器将模拟信号转换为数字码，输出至DSP进行处理，具有精度高，可配置性强，整体电路功耗低的优点，适用于医疗信号监测设备系统中。

采用全差分斩波仪表放大器电路作为前端放大电路模块的第一级放大，全差分结构相较于单端结构具有更良好的噪声性能、更大的电压摆幅、更好的线性度。斩波仪表放大器结构如图2所示，带通放大器输入端采用两个电容C1作为AC耦合，解决了基线漂移的问题，同时采用反馈电容C2和反馈电阻Rf作为反馈通路，C

考虑输入信号频率在0.4Hz～40Hz之间，噪声来源主要是1/f噪声，低截止频率设计为0.4Hz，高截止频率如公式(2)所示:

f

低截止频率要达到0.4Hz，反馈电阻Rf的阻值应至少大于MΩ，一般工艺电阻是无法实现的，因此需要通过采用伪电阻结构才能达到设计要求，伪电阻Rf如图3-5所示。仪表放大器的中频增益为电容C1与电容C2之比，如公式(3)所示:

A

由于该放大器采用交流(AC)耦合形式，能够隔离信号中的直流量，并且其电路结构简单、所需器件少、功耗低、噪声小，能够获得非常优良的NEF。

仪表放大器的主要噪声来源是OTA和反馈通路，反馈通路主要噪声来源是伪电阻R。伪电阻R处于亚阈值区域，所以经过伪电阻的电流极低，忽略伪电阻的噪声影响，只分析热噪声的影响，不考虑1/f噪声的影响。反馈通路在频带内的等效输入噪声如公式(4)所示，为：

为等效输入噪声，K为玻尔兹曼常数，T为绝对温度，C1为电容，A

从公式(4)可见反馈通路的等效输入噪声与中频增益Am和电容C1成负相关，与伪电阻R的阻值无关，因此，可以通过增大中频增益Am或者电容C1的方式来减小反馈通路的等效输入噪声。但是，考虑输入阻抗、成本因素和版图面积，如果增大了电容C1，那么为了保持相同的中频增益Am，由公式可知，电容C2也会增大，那么版图面积和成本将增加。如果提高Am的话，增益过大导致信号失真。此外，由于脉搏信号的频率最低是0.4Hz，由公式可知，伪电阻R和电容C2的乘积必须达到大的量级，低截止频率才能达到0.4Hz。

图为OTA电路结构，输入电压在输入管gm作用下转为电流，第一级为cacscode共源共栅放大级，第二级为电流源MOS管做负载的共源放大级。M12,M13由共模反馈回来的电压控制，共模反馈的电路输入是差模运放的两个输出，共模反馈测出输入的共模量，并通过反馈使他稳定在给定的Vcmfb值。差分对采用PMOS管M2、M3。NMOS管M12和M13作为恒流源。这种结构易于使输入输出采用相同的偏置电压。根据辅助定理，OTA的开环增益如公式所示：

rout9＝(gm9+gmb9) (rds9||rds11) (rds2||rds11)(5)

Av＝gm2·rout9·gm14(rds14||rds15)(6)

gm为MOS管的跨导，gmb为衬底跨导，rds为MOS管的内阻，rout为MOS管输出阻抗，Av为运放增益。

由于脉搏信号是低频、低幅的信号，所以必须考虑OTA噪声对输入信号的影响。常用等效输入噪声来描述电路本身的噪声情况，通过将电路中的噪声都等效到输入管的栅极来衡量噪声的干扰情况。电路中MOS管产生热噪声和1/f噪声，电阻产生热噪声，电流源的噪声忽略不计。

噪声公式如下：

为等效输入噪声，K为玻尔兹曼常数，T为绝对温度，gm为MOS管跨导。

为了消除1/f噪声的影响，本发明采用了斩波调制技术。斩波技术不仅可以消除放大器因失调电压造成的非线性，而且能有效的抑制器件的噪声。它是通过将低频噪声和失调电压调制到高频处，再经过滤波处理来消除其影响。斩波技术是将输入信号在运放的输入端先进性调制，然后在输出端进行解调，最后再进行滤波实现的。调制的实质是把各种信号的频谱进行搬移，使它们互不重叠地占据不同的频率范围，即信号分别依附于不同频率的载波上，接收机就可以分离出所需频率的信号，不致相互干扰。

设载波信号为cos(ω

cos(ω

若调制信号g(t)的频谱为G(ω)，占据-ω

由上式可以看出信号的频谱被搬移到载频ω

解调(检波)：由已调信号f(t)恢复原始信号g(t)的过程。

时域分析得：

/>

对g

g

斩波调制只作用于放大器的1/f噪声与失调电压，热噪声基本不受影响。假设运放的带宽远大于斩波频率f

S

由上式可看出，当斩波频率f

由于运放的有限增益带宽、MOS开关的噪声等非理想因素，斩波调制技术会引入额外的噪声以及干扰。图5给出了斩波调制器的晶体管级电路，斩波调制器主要由4个MOS管构成，

输出信号由12位SARADC将模拟信号转换成数字信号，该SARADC电路主要由采样保持电路(S/H)、电容阵列、电容开关(Capacitor Switch)、比较器、SAR逻辑电路(SAR Logic)构成，其中电容阵列采用二进制权重，设计整体转换位数为12位。SAR ADC的采样时钟(Sample_clk)频率与开关电容滤波器时钟频率一致。

SARADC的整个转换周期有16个时钟周期组成，当SARADC正常工作时，可以将其工作过程分成三个阶段：失调存储阶段、采样阶段和比较阶段，每个阶段都为高电平有效。

本阶段由两个时钟周期构成。失调存储时，S1打开，S2闭合，比较器查分输入端接共模电平V

为使采样时DAC上的电压充分建立，同时降低SARADC前置驱动运放的设计难度，本阶段由两个时钟周期组成。采样开始时，自举开关S1闭合、开关S2打开，SARADC的前置驱动运放通过开关S1对DAC充电。比较器在本阶段被复位，使其在采样结束时能迅速开始对DAC上的电压进行比较。

本阶段由12个时钟周期组成，除第一个时钟周期外，每个时钟周期都根据上一次的比较结果对DAC中相应开关进行切换，并在点和重新分配后对比较器差分输入端电压进行比较。

本发明设计了一种基于电极和压力传感器前端的生物信号采集的模拟前端电路，为了符合高精度，低噪声，低功耗的要求，采用了斩波和亚阈值技术以及12位SARADC。通过逻辑控制选择输入信号，使得能够同时采集脑电信号以及血压，眼压信号。

与现有技术相比，本发明设计的0.9V电压供电的超低功耗模拟前端电路芯片，其中集成了斩波仪表放大器与SARADC。通过合理设置各个电路模块的时钟相位关系，在系统架构上简化了电路、优化了系统功耗。在仪表放大器中：采用斩波调制技术来抑制电路的1/f噪声、增强电路CMRR、消除输入失调电压；实现了一种直流反馈技术来抑制生物电极的直流失调电压。为了实现ECG、EEG、EMG、LPF、APW等多种生理电信号的通用采集与处理，在滤波器电路中实现了增益与带宽可调。设计了一种低功耗、全动态结构的SARADC对信号进行量化，并且对电容阵列的电容开关时序进行了优化，进一步降低了电路的功耗和面积。应用SMIC 180nm CMOS工艺实现了电路芯片，完成了电路测试，结果表明电路各项指标均满足设计要求。

附图说明

图1为内部整体电路结构。

图2为斩波仪表放大器示意图。

图3为斩波仪表放大器原理图。

图4为斩波调制原理。

图5为斩波调制器电路结构。

图6为SARADC整体原理框图。

图7为SARADC整体时序。

具体实施方式

以下结合附图和实施例对本发明进行详细说明。

应用SMIC 180nm CMOS工艺实现了该模拟前端电路芯片，电路占用芯片面积约为1mm

该仪表放大器总体消耗1.2μA电流，功耗为0.6μW。仪表放大器的主要功能是为信号提供增益，其带宽必须包含所采集的信号频带，同时其共模抑制比、电源抑制比必须足够高以避免抑制共模信号与电源干扰。

电路带宽大约为0.5Hz-30kHz，带内增益约为40.2dB，与设置的初始增益100V/V(40dB)相比有0.4dB的增益衰减，其原因主要有放大器的有限增益和电路寄生效应。由于直流反馈环路(DC-servo)的作用，电路直流增益被抑制。信号带内(0.5Hz-1kHz)可得到最小共模抑制比约为98dB，电源抑制比为91dB。由于斩波开关将电路的共模干扰与电源噪声被调制到信号带外，因此有效提升了该电路的共模抑制与电源抑制能力。

SARADC的动态测试结果。设置SARADC采样率为30kHz，测试输入单音正弦波信号频率为5.2kHz、峰峰值为0.9mV，对输出4096个点的数字码进行快速傅里叶分析，得到信号噪声失真比(SNDR)为67.5dB，信号无杂散范围(SFDR)为74.6，有效位数10.89bit。

图一所示，压力传感器的两端输出连接到斩波仪表放大器的正负两端，电极的输出同样连接到斩波仪表放大器的正负两端，仪表放大器的输出通过CMOS开关控制，输入到可编程增益放大器的正负两端，可编程增益放大器的输出连接到SARADC，转换成数字信号。

图二所示输入通过电容C1、C2于运算放大器正负极相连，电阻Rf和电容跨接在输入输出两端。

图三所示电路，M1栅极与偏置电压相连，源极连接到电源电压，漏级与M2、M3源极相连，M2栅极与正极输入相连，M2漏级与M13漏级相连，M3栅极与负极输入相连，M3漏级与M12漏级相连接，M4源极与电源连接，M4栅极与偏置电压相连，M4漏级与M6源极相连，M5源极与电源连接，M5栅极与偏置电压相连，M5漏级与M7源极相连，M6栅极与偏置电压相连，M6漏级与M16栅极和M8漏级相连，M7栅极与偏置电压相连，M7漏级与M14栅极和M9漏级相连，M8栅极与偏置电压相连，M8源极与M10漏级相连，M9栅极与偏置电压相连，M9源极与M11漏级相连，M10栅极与偏置电压相连，M10源极与M12漏级相连，M11栅极与偏置电压相连，M11源极与M13漏级相连，M12栅压与共模电压相连，M12源极与地相连，M13栅压与共模电压相连，M13源极与地相连，M14源极与电源连接，M14漏级与M15漏级相连，M16源极与电源连接，M16漏级与M17漏级相连，M15栅极与偏置电压相连，M15源极与地相连，M17栅极与偏置电压相连，M17源极与地相连。

图五由四个MOS管串联构成，

图六为基准电压源与采样保持电路连接，采样保持电路与比较器连接，比较器将输出输入到SAR逻辑中。