一种零电流检测电路及其检测方法

技术领域

本发明涉及有源功率因数校正变换器领域，特别涉及零电流检测。

背景技术

随着现代工业的高速发展，电力系统的非线性负荷日益增多。这些非线性负荷产生的谐波电流注入到电网，使公用电网的电压波形产生畸变，严重地污染了电网的环境。为了降低电力电子装置频繁使用给电网造成的严重谐波污染，通常需要引入功率因数校正(Power Factor Correct，PFC)电路，使输入电流谐波满足预设的谐波要求。此外，PFC电路的发展趋势也如同大部分的电源产品一样，朝着高效率(High efficiency)，高功率密度(High power density)方向发展。

无桥PFC电路相比传统有桥PFC电路，减少了输入端整流桥堆的损耗。因此该电路具有低通态损耗、低共模干扰以及元器件利用率高等诸多优点。同时无桥PFC在特定控制下能够实现零电压开通(Zero Voltage Switch，ZVS)，因此无桥PFC日益受到研究重视。

以图腾柱无桥PFC电路为例，图1所示为图腾柱无桥PFC电路。由于Si MOS管的体二极管具有较长的反向恢复时间，连续电流模式(CCM)下会造成极大的反向恢复损耗，Si MOS管的图腾无桥不宜以CCM模式工作。临界电流模式(CRM)和DCM(断续模式)下Si MOS管的体二极管均零电流关断，几乎无反向恢复损耗，有助于图腾无桥PFC实现高效率。因此，CRM模式下如何简单有效的对电感电流过零点进行检测，是设计人员亟待解决的问题。

无桥电路可采用串接电阻进行电流检测，如图2所示，该方案为，采样电阻连接于交流电源与第一储能电路之间或者连接于第一储能电路与半桥切换电路之间，再或者连接于交流电源与整流电路之间，但该方案的采样损耗较大，且采样地与功率地不共地，需要隔离驱动，输出电压差分采样，控制电路较复杂。除此之外，无桥电路可利用绕组进行零电流检测，采用边沿检测，如图3所示，该方案只能工作于二极管整流模式，增加额外的采样损耗，且不便于拓展至其他无桥PFC电路中。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明提供一种无桥功率因数校正电路的零电流检测电路及其方法，既方便拓展至其他PFC电路应用中，如交错PFC电路等，又可利用互感器的饱和特性减小无桥功率因数校正电路的采样损耗，有利于提高系统的工作效率。

本发明提供一种零电流检测电路，用于无桥功率因数校正电路，包括互感器、第一检测模块、第二检测模块和信号处理模块；互感器用于连接进无桥功率因数校正电路的主功率电感的一端，第一检测模块和第二检测模块分别与互感器副边的两端相连，信号处理模块的第一输入端与第一检测模块的输出端相连，信号处理模块的第二输入端与第二检测模块的输出端相连；互感器用于感测无桥功率因数校正电路的电感电流过零信号，并依其饱和特性降低采样损耗，第一检测模块用于产生负半周期所需零电流检测电压信号，第二检测模块用于产生正半周期所需零电流检测电压信号，信号处理模块用于组合产生电路在整个工频周期所需的零电流检测信号。

作为互感器的一种具体实施方式，包括原边电感单元和副边电感单元，原边电感单元第一端与输入电压源一端连接，原边电感单元第二端与无桥功率因数校正电路的主功率电感的一端连接；副边电感单元包括第一电感和第二电感，第一电感的第一端与第一检测模块的一端连接，第一电感的第二端连接控制电路参考地和第二电感的第一端，第二电感的第二端与第二检测模块的一端连接。

作为第一检测模块的一种具体实施方式，包括电阻R1、二极管D1和电阻R2，电阻R1一端连接互感器，电阻R1的另一端与二极管D1的阴极及电阻R2的一端相连，其连接点为第一检测模块的输出端，二极管D1的阳极与电阻R2的另一端相连，其连接点连控制电路参考地。

作为第二检测模块的一种具体实施方式，包括电阻R3、二极管D2和电阻R4，电阻R3一端与互感器连接，电阻R3的另一端连接二极管D2的阴极及电阻R4的一端，其连接点作为第二检测模块的输出端，二极管D2的阳极与电阻R4的另一端相连，其连接点连控制电路参考地。

作为信号处理模块的一种具体实施方式，包括或逻辑门电路和延时电路，或逻辑门电路的第一输入端连接第一检测模块输出端，或逻辑门电路的第二输入端连接第二检测模块的输出端，或逻辑门电路的输出端连接延时电路的输入端，延时电路输出端用于输出无桥功率因数校正电路的零电流检测信号。

作为信号处理模块的又一种具体实施方式，包括比较器组合电路、延时电路、信号消隐电路和信号输出电路；比较器组合电路用以产生方波信号，包括比较器U1、比较器U2和或逻辑门电路，比较器U1的第一输入端与第一检测模块的输出端相连，比较器的U1的第二输入端与参考电压Vref相连，比较器U1的输出端与或逻辑门电路的第一输入端相连；比较器U2的第一输入端与第二检测模块的输出端相连，比较器U2的第二输入端与参考电压Vref相连，比较器U2的输出端与或逻辑门电路的第二输入端相连，或逻辑门电路的输出端与延时电路的输入端相连；消隐电路用以屏蔽零电流检测误触发信号，信号消隐电路的输入端与延时电路的输出端相连，信号消隐电路的输出端与信号输出电路的输入端相连；信号输出电路的输出端用于输出无桥功率因数校正电路的零电流检测信号。

优选地，信号消隐电路包括单稳态触发器。

优选地，信号输出电路包括与逻辑门电路。

本发明还提供一种零电流检测方法，用于无桥功率因数校正电路，包括如下步骤：

检测电流过零步骤，通过互感器检测无桥功率因数校正电路的电感电流过零信号，并利用互感器饱和特性使其直接接入无桥功率因数校正电路部分端电压为零，降低采样损耗；

零电流检测电压信号产生步骤，通过检测模块生成正、负半周期的零电流检测电压信号；

零电流检测电压信号输出步骤，将整个工频周期所需的零电流检测信号输出。

作为零电流检测电压信号输出步骤的一种具体过程为，正、负半周期的零电流检测信号组合后通过延时电路，继而输出。

作为零电流检测电压信号输出步骤的又一种具体过程为，正、负半周期的零电流检测信号组合后通过延时电路，继而进行信号消隐，屏蔽零电流检测误触发信号，然后输出。

与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：

1.可实现ZCD(零电流检测)的可靠采样，减小负电流，降低采样损耗，提高系统效率；

2.该电路方便拓展至其他PFC电路应用中。

附图说明

图1图腾柱无桥PFC电路图；

图2现有技术的零电流检测方案一电路图；

图3现有技术的零电流检测方案二电路图；

图4本发明第一实施例电路示意图；

图5本发明第一实施例中的零电流检测电路工作时序图；

图6本发明第一实施例中的PFC电路正半周期主管导通示意图；

图7本发明第一实施例中的PFC电路正半周期辅管导通示意图；

图8本发明第二实施例电路示意图；

图9本发明第二实施例中的零电流检测电路工作时序图；

具体实施方式

第一实施例

如图4所示，为本发明实施例一的电路图。

一种无桥功率因数校正电路的零电流检测电路，包括互感器201、第一检测模块202、第二检测模块203和信号处理模块204。

互感器201用于感测无桥功率因数校正电路的电感电流过零信号，利用互感器饱和特性以降低零电流检测采样损耗，提高系统效率。互感器201包括原边电感单元和副边电感单元，原边电感单元包括电感L1，电感L1的同名端与输入电压源一端连接，电感L1的异名端与无桥功率因数校正电路的主功率电感L的一端连接；副边电感单元包括电感L2和电感L3，电感L2的同名端与第一检测模块202的一端连接，电感L3的异名端与第二检测模块203的一端连接，电感L2的异名端与电感L3的同名端连接控制电路参考地GND。

第一检测模块202用于产生负半周期所需零电流检测电压信号，其包括电阻R1、二极管D1和电阻R2，电阻R1的一端与电感L2的同名端连接，电阻R1的另一端连接二极管D1的阴极及电阻R2的一端，其连接点为第一检测模块202的输出端，二极管D1的阳极与电阻R2的另一端相连于控制电路参考地GND。第一检测模块202输出端的电压由互感器的原边电感单元两端电压、匝比和电阻共同决定，

第二检测模块203用于产生正半周期所需零电流检测电压信号，其包括电阻R3、二极管D2和电阻R4，电阻R3一端与电感L3的异名端连接，电阻R3的另一端与二极管D2的阴极及电阻R4的一端相连，其连接点为第二检测模块203的输出端，二极管D2的阳极与电阻R4的另一端连至控制电路参考地GND。第二检测模块203输出端的电压由互感器的原边电感单元两端电压、匝比和电阻共同决定，

信号处理模块204包括或逻辑门电路OR1和延时电路，或逻辑门电路OR1第一输入端与第一检测模块202的输出端相连，其第二输入端与第二检测模块203的输出端，其输出端与延时电路的输入端相连，延时电路用于设置触发延时时间，使得电感电流降低为0或接近0时，输出端产生无桥功率因数校正电路的零电流检测信号ZCD，实现开关管的零电压开通。

以正弦交变电压的正半周期为例(以L线电压高于N线电压为正半周期)，无桥功率因数校正电路的零电流检测电路详细工作原理如下：

具体时序如图5所示，其中I

t0时刻，PFC电路主功率MOS管Q2处于导通状态，如图6回路所示，主功率电感L励磁，电感电流I

t0-t1时刻，PFC电路主功率MOS管Q2仍处于导通状态，电感电流I

t1-t2时刻，主功率MOS管Q2关断，PFC电路功率MOS管Q1导通，如图7回路所示，主功率电感L去磁，电感电流I

t2-t3时刻，主功率MOS管Q2处于关断状态，功率MOS管Q1为导通状态，t2时刻，流过电感L1电流下降至正向饱和电流阈值Isat以下时，互感器退饱和，其电感L1线圈两端电压Vp承受负压，由于电感L2及L3线圈的两端电压同时满足如下关系：

故Vs1及Vs2均为负压，由于参考地GND的缘故，该时刻二极管D1承受正向电压导通，输出端电压V1则被二极管D1钳位，为一接近零的负压，反之，该时刻二极管D2承受反向电压截止，输出端电压V2为一正压；

电感电流I

t3-t4时刻，主功率MOS管Q2处于关断状态，功率MOS管Q1为导通状态，此时负向电感电流仍大于负向饱和电流阈值-Isat，互感器处于饱和状态，Vp＝0，此时电路几乎不存在采样损耗；

t4-t5时刻，主功率MOS管Q2再次导通，功率MOS管Q1关断，负向电感电流下降。但该阶段负向电感电流仍大于负向饱和电流阈值-Isat，互感器处于饱和状态，Vp＝0，电路几乎不存在采样损耗；

t5时刻，主功率MOS管Q2处于导通状态，流过互感器电感L1线圈的负向电流下降至负向饱和电流阈值-Isat时，互感器电感L1退饱和，其两端电压Vp承受正压，故Vs1及Vs2均为正压，由于参考地GND的缘故，该时刻二极管D1承受反向电压截止，输出端电压V1为一正压，反之，该时刻二极管D2承受正向电压导通，输出端电压V2则被二极管D2钳位，为一接近零的负压；

直至t6时刻，当流过互感器原边电感L1线圈的电流再次上升至正向饱和电流阈值Isat时，互感器再次饱和；

同理，负半周期详细工作原理在此不重复赘述。

将现有技术与本发明进行对比，该零电流检测电路旨在利用互感器的饱和特性。当流过该互感器原边电感单元的电流大小达其饱和电流阈值时，该互感器饱和，此时其原边线圈两端电压Vp几近为0(接近短路状态)，采样电路几乎无损耗，达到降低采样损耗的目的，从而提高系统效率。

第二实施例

图8为本发明的第二实施例，与第一实施例的不同之处在于，信号处理模块204包括比较器组合电路、延时电路、信号消隐电路和信号输出电路，比较器组合电路包括或逻辑门电路OR2、比较器U1和比较器U2，，比较器U1的第一输入端与第一检测模块202的输出端相连，比较器U1的第二输入端与参考值Vref相连，比较器U1的输出端与或逻辑门电路OR2的第一输入端相连，比较器U2的第一输入端与第二检测模203的输出端相连，比较器U2的第二输入端与参考值Vref相连，比较器U2的输出端与或逻辑门电路OR2的第二输入端相连，或逻辑门电路OR2的输出端与延时电路的输入端相连，延时电路、信号消隐电路和信号输出电路依次串联，信号输出电路的输出端输出无桥功率因数校正电路的零电流检测信号ZCD，实现开关管的零电压开通。

用以提高该零电流检测电路的可靠性，防止出现误触发信号影响系统正常运行。

本发明第二实施例的正半周期工作时序图如图9所示，其中I

比较器组合电路工作原理为，当第一检测模块202输出端电压V1或第二检测模块203输出端电压V2大于Vref时，比较器U1或U2的输出端输出高电平，反之输出低电平的方波信号。参考值Vref设置应合理，不宜过大，因为当在高输入电压峰值处时，输出电压与输入电压压差(Vo-Vin)较小，可能出现互感器副边电压(V1或V2)未达到比较器参考值Vref的情况，导致该电路检测不到ZCD信号，从而导致电感电流异常，影响系统THD值。

信号消隐电路用以屏蔽比较器组合电路输出经延时电路后的电压信号V

由图9可见，在电感电流峰值处，V

以上公开的仅为本发明的优选实施例，但是本发明并非局限于此，任何本领域的技术人员在未脱离本发明的核心思想的前提下对本发明进行的若干修饰均应该落在本发明权利要求的保护范围之类。