处置循环前缀的多载波或多频带低-PAPR预编码的系统和方法

技术领域

本发明涉及多输入多输出(MIMO)系统中的峰值对平均功率比(PAPR)。

背景技术

未来的大规模多输入多输出(MIMO)正交频分复用(OFDM)系统通过使用具有数百个元件的大型自适应天线阵列而有望获得显著的容量增益。基于互易的传输提供了基于已知的信道状态信息(CSI)使用迫零(ZF)传送预编码来利用这些阵列在多个用户之间实现无干扰传输的机制。然而，OFDM信令展现出较大的峰值对平均功率比(PAPR)，从而需要昂贵的线性射频(RF)组件和高成本的数字预失真来管理和缓解带外辐射和非线性信号失真。因此，对于这些系统采用低-PAPR信令方案有相当大的兴趣。

特别地，第五代(5G)无线系统将引入大规模MIMO技术，以便进一步改进移动通信网络的频谱效率。基站架构将在根本上受到影响，因为天线的数量以及相关联的传送器和接收器链的数量将增加大约一个数量级。这种范式转变将给网络无线电产品的设计带来一些严重的复杂性挑战，其中如果遵循常规的设计方法，则尺寸和功耗将显著增加。转而，这些属性将成为网络设备供应商的一些关键的竞争性和销售论点。

低PAPR预编码算法通过将OFDM信号的动态范围减小至使用传统的波峰因子降低(CFR)技术无法达到的等级而为该复杂性问题提供非常优质的解决方案。这通过利用大规模MIMO系统中可用的大量自由度来实现。利用这些技术获得的非常低的PAPR使得能够进行若干种无线电优化，诸如消除传统的CFR、消除或减少数字预失真(DPD)算法的复杂度、有效地利用更小且更节能的功率放大器(PA)、使用更小的冷却子系统、潜在地利用更低分辨率的数据转换器等。

基于互易的系统的ZF解决方案

图1是基于ZF预编码的基于互易的系统的传送器的框图。ZF预编码系统具有以下属性。线性预编码器

式1：ZF预编码解决方案：

式2：给定音调索引n的ZF空间约束。

N个预编码向量x

每个天线分支信号的时域限幅(clipping)将PAPR从较大的值(通常为～10分贝(dB))降低至在5.0至9.0dB的范围中的值。该过程在带内和带外两者均会引入信号失真，取决于调制格式，通常通过它在每个频域音调上测量的误差向量幅度(EVM)将其表征为介于3％和20％之间的百分比。

大规模MIMO中的PAPR降低

最新的研究表明，在基于互易的系统中，可利用由大型天线阵列提供的大自由度来通过将预编码、OFDM调制和PAPR降低组合到单个复杂的优化问题中而将PAPR降低到不可预见的等级。

考虑具有K个用户和M个天线的窄带多用户MIMO(MU-MIMO)系统，其中K＜M。对于基于互易的系统，传送向量x必须满足s＝Hx，以便完全消除多用户干扰，并将信息向量S传达给接收器(例如，UE)。由于K＜M，所以存在无穷多个满足s＝Hx的向量x，这是因为MIMO信道矩阵H是秩亏(rank-deficient)的。最近出现一类新的算法，它们使用凸优化技术来识别展现出非常低的PAPR同时仍然满足空间约束s＝Hx的候选信号x。

最近几项工作论证了可如何做到这一点。

参考文献[4]提出一种称为“Parseval框架的振幅凸降低(CRAMP)”的方法，它基于Douglas-Rachford(DR)拆分递归来识别在所有样本中展现出类似幅度的信号的“民主代表(democratic representations)”。这些信号具有有利的PAPR特性。参考文献[4]论证了在诸如DVB-T2广播系统的常规OFDM系统中CRAMP如何降低PAPR。当对于大规模MIMO上下文进行修订时，CRAMP演变为相关的变型(本文中简称为振幅凸降低(CRAM))，其涉及与[4]类似的DR递归过程，并且涉及如同方法[1]、[2]和[3]中的相同的一组空间约束。由于CRAM直接对x求解而不是对扰动信号Δx求解，所以更简单的算法导致没有内部循环，而是只有单个外部循环与一对近端更新。仿真表明，在4至8次迭代中，CRAM算法可实现在(2,4)dB范围内的PAPR。

方法[1]、[3]和[4]均使用近端凸优化方法[5]来对时域信号向量x求解，由此导致采用时域限幅和频域投影操作的迭代解决方案。在每种情况下，这些解决方案对式3求解，其中f(x)和g(x)是实值凸函数。通常，函数f(x)表征x的峰值特性，并且g(x)描述基于互易的OFDM传输的空间约束。

式3：用于在大规模MIMO OFDM系统中对PAPR求解的凸优化问题。

CRAM算法[4]因为它简单、缺少嵌套式迭代循环且它具有吸引人的成本对性能权衡而表示这类新的PAPR降低解决方案中的最有前途的解决方案。

如在[4]中所提议，CRAM是最有前途的低-PAPR预编码方法之一。尽管从计算成本的角度来看，该算法非常有吸引力，但是参考文献[4]只描述了具有ZF预编码的单载波系统。为了支持现实世界系统中遇到的许多实际约束，在国际专利申请号PCT/IB2017/056155中，对[1]的CRAM框架进行了扩展，以便支持以下特征：

●全局对每个天线限幅。

●端口减少。

●互易辅助式干扰传输(RAIT)，以便减少小区间干扰。

●多载波和多频带配置。

●不完全的信道了解。

发明内容

本文中公开与(例如，大规模)多输入多输出(MIMO)正交频分复用(OFDM)传送器系统中的峰值对平均功率比(PAPR)降低有关的系统和方法。在一些实施例中，一种操作多输入多输出(MIMO)(OFDM)传送器系统的方法包括：对于两个或更多个载波中的每个载波，对该载波的多个频域输入信号执行预编码，以为该载波提供多个频域预编码信号，该载波的所述多个频域输入信号分别针对该载波的多个传送层。该方法还包括：根据多载波处理方案分别处理所述两个或更多个载波的所述两个或更多个频域预编码信号，以分别为MIMOOFDM传送器系统的多个天线分支提供多个多载波时域传送信号。多载波处理方案为所述多个天线分支的所述多个多载波时域传送信号的循环前缀(CP)提供峰值对平均功率比(PAPR)降低。

还公开MIMO OFDM传送器系统的实施例。在一些实施例中，MIMO OFDM传送器包括预编码电路和处理电路。预编码电路可操作以对于两个或更多个载波中的每个载波，对该载波的多个频域输入信号执行预编码，从而为该载波提供多个频域预编码信号，该载波的所述多个频域输入信号分别针对该载波的多个传送层。处理电路可操作以根据多载波处理方案分别处理所述两个或更多个载波的所述两个或更多个频域预编码信号，从而分别为MIMO OFDM传送器系统的多个天线分支提供多个多载波时域传送信号。多载波处理方案为所述多个天线分支的所述多个多载波时域传送信号的CP提供PAPR降低。

在联合附图阅读以下对实施例的详细描述之后，本领域技术人员将明白本公开的范围，并将意识到其额外方面。

附图说明

并入在本说明书中并形成本说明书的一部分的附图说明本公开的若干个方面，并且与本描述一起用于解释本公开的原理。

图1是基于迫零(ZF)预编码的基于互易的系统的传送器的框图；

图2是使用凸振幅降低(CRAM)算法以用于峰值对平均功率比(PAPR)降低的基于互易的ZF传送器的框图；

图3示出可在其中实现本公开的实施例的传送器系统；

图4示出根据本公开的一些实施例的图3的(一个或多个)预编码器和CRAM处理系统，其中由CRAM处理系统实现的CRAM算法提供每个天线时域PAPR降低；

图5是示出根据本公开的一些实施例的传送器系统的操作的流程图；

图6示出根据本公开的一些实施例用于实现具有端口减少的CRAM算法的图3的传送器系统的基带处理系统；

图7示出示例二维离散傅立叶变换(2D-DFT)天线阵列概念；

图8示出用于端口减少的CRAM X-更新的推导；

图9示出根据本公开的一些实施例的图3的预编码器、可选的空间变换功能和(多载波)CRAM处理系统，其中由CRAM处理系统实现的CRAM算法支持多载波操作；

图10A和图10B示出实现多载波CRAM算法的图9的CRAM处理系统的一个示例；

图11示出多载波CRAM的时域Z-更新过程的一个示例实现；

图12示出根据本公开的一些实施例的预编码器、可选的空间变换功能和(多频带)CRAM处理系统，其中由CRAM处理系统实现的CRAM算法支持多频带操作；

图13A至图13D示出实现多频带CRAM算法的图12的多频带CRAM处理系统的一个示例；

图14示出图13C和图13D的第m个Y-更新功能的一个示例硬件实现；

图15示出用于从不完全的MIMO信道信息获得完整的多输入多输出(MIMO)信道了解的四种反转和内插方案；

图16示出扩展车载A(EVA)信道及其对于12-音调粒度的内插近似和复制近似的仿真结果；

图17示出现有技术系统中的循环前缀(CP)处理；

图18示出多载波CP峰值再增长；

图19示出CP峰值再增长的根本原因；

图20示出多载波后-CP峰值再增长；

图21A和图21B示出根据本公开的一些实施例实现具有最小最大CP组合的多频带CRAM算法的图12的多频带CRAM处理系统的一个示例；

图22用图表示出根据本公开的一些实施例的最小最大CP组合的一个示例；

图23是示出根据本公开的一些实施例的传送器系统的操作的流程图，其中CRAM算法是具有最小最大CP组合的多频带CRAM算法；以及

图24示出可在其中实现本公开的实施例的设备的示意性框图。

具体实施方式

下文阐述的实施例表示使得本领域技术人员能够实践这些实施例并说明实践这些实施例的最佳模式的信息。在根据附图阅读以下描述后，本领域技术人员将理解本公开的概念，并将认识到本文中没有特别提及的这些概念的应用。应了解，这些概念和应用属于本公开和随附权利要求书的范围。

在描述本公开的实施例之前，有用的是首先描述在基于互易的系统中对于峰值对平均功率比(PAPR)降低应用凸振幅降低(CRAM)。CRAM算法的基本目标是：识别满足以下两个要求(分别视为是空间约束和峰值功率约束)的每个正交频分复用(OFDM)音调的频域向量x

第一个要求确保x

第二个要求确保每个天线分支上的时域信号y

式4：用于对预编码符号重新排序以便进行OFDM传输的置换矩阵。

式5：频域和时域OFDM信号样本之间的关系。

CRAM算法[4]利用在式6中给定的迭代解决方案来对x

式6：大型天线阵列的PAPR降低的CRAM算法。

对于k＝1，2，...有

结束

图2中示出利用式6的CRAM算法(即，CRAM过程或CRAM方案)来降低PAPR的基于互易的ZF传送器的框图。注意，CRAM迭代需要快速傅立叶变换(FFT)和逆FFT(IFFT)分支。X-更新块根据式6计算CRAM算法的每个第k次迭代的

可以用如式7所示的备选形式来表示式6的X-更新，其中

式7：解释为是ZF解决方案的加性扰动的CRAM X-更新。

图3示出可在其中实现本公开的实施例的传送器系统10。传送器系统10可以是无线装置(例如，利用户设备(UE))或蜂窝通信网络(例如，5G蜂窝通信网络)中的基站的一部分，但不限于此。传送器系统10包括基带处理系统12和射频(RF)传送器电路14。基带处理系统12包括硬件或硬件和软件的组合。特别地，基带处理系统12包括基带处理电路16(例如，一个或多个数字信号处理器(DSP)、一个或多个专用集成电路(ASIC)、一个或多个现场可编程门阵列(FPGA)和/或类似电路)。在一些实施例中，基带处理电路16包括用于存储由基带处理电路16内的一个或多个处理器执行的软件的存储器。该硬件以及在一些实施例中的软件实现一个或多个预编码器18(例如，一个或多个ZF预编码器)和CRAM处理系统20，如下文将详细描述。(一个或多个)预编码器18和CRAM处理系统20执行根据本公开的实施例的预编码和CRAM处理。RF传送器电路14包括分别耦合到天线元件或天线元件子阵列24-1至24-M的多个传送器分支22-1至22-M。本领域技术人员将明白，每个传送器分支22-1至22-M均包括诸如例如模拟-数字转换器(ADC)、上转换电路(例如，混频器)、滤波器、功率放大器等的电路。每个传送器分支22及其相应天线元件或天线元件子阵列24在本文中称为传送器系统10的天线分支。

每个天线PAPR降低(例如，每个天线限幅)的CRAM

在一些实施例中，CRAM处理系统20执行扩展为在时域中包括每个天线PAPR降低的CRAM算法。每个天线时域PAPR降低使用单独的PAPR降低极限(即，界限)，其中基于每个天线分支的时域传送信号(即，天线分支信号分量

在这方面，图4示出根据本公开的一些实施例的(一个或多个)预编码器18和CRAM处理系统20，其中由CRAM处理系统20实现的CRAM算法提供每个天线时域PAPR降低。如图所示，在该示例中，(一个或多个)预编码器18是ZF预编码器，为了一致起见，将它称为ZF预编码器18。

ZF预编码器18接收多个(N个)频域输入信号

式8：ZF预编码解决方案

式9：给定音调索引n的ZF空间约束。

在执行各自的CRAM X-更新之后，N个预编码向量

CRAM处理系统20执行包括根据式10的每个天线PAPR降低的CRAM算法。

式10：每个天线PAPR降低的CRAM算法

对于k＝1，2，...有

结束

在式10中：

●

●

●

●

●

●T( )是用于将来自各层的样本重新排序成流以便在M个天线分支上传输的置换矩阵。

●

●

●

可以用如式11所示的备选形式来表示式10的CRAM算法中的X-更新，其中

式11：解释为ZF解决方案的加性扰动的CRAM X-更新

图4的CRAM处理系统20操作以便如下执行式10和11的CRAM算法。多个X-更新功能26-1至26-N操作以根据式11分别对N个音调(n＝1，...，N)执行频域X-更新过程。沿正向方向，将频域X-更新输出

M个天线分支的M个单独的限幅阈值P

沿反向方向，通过各自的CP丢弃功能40-1至40-M和各自的串行-并行(S/P)转换器42-1至42-M反馈M个限幅的时域传送信号，以分别为M个天线分支提供M个时域反馈信号，这M个时域反馈信号对应于上式10中的限幅的时域信号的合集

分别将这N个频域Z-更新输出

图5是示出根据本公开的一些实施例的传送器系统10的操作的流程图。如图所示，传送器系统10、特别是基带处理系统12对频域输入信号s

具有每个天线PAPR的CRAM算法显著提高了CRAM的性能。

上表1显示，与“全局”限幅的1.9dB的RMS惩罚相比，具有每个天线限幅的CRAM的RMS惩罚只有0.2dB。总的来说，与配合全局限幅使用常规CRAM算法时的2.1dB相比，具有每个天线限幅的CRAM算法通过ZF实现了4.6dB的峰值降低。

具有端口减少的CRAM

在一些实施例中，传送器系统10利用支持端口减少的式6和7的常规CRAM算法的扩展或式10和11的具有每个天线PAPR降低的CRAM算法的扩展。特别地，与其中预编码使用M×K预编码矩阵

然后，通过应用M×N

CRAM算法对从空间变换输出的信号进行操作。为了达到期望的PAPR降低，必须对ZF预编码

在这方面，图6示出根据本公开的一些实施例实现具有端口减少的CRAM算法的传送器系统10的基带处理系统12。如图所示，ZF预编码器18接收N个频域输入信号s

CRAM处理系统20对这N个频域预编码信号

为了说明可如何扩展ZF预编码和CRAM算法以便支持端口减少，利用用于空间变换的固定的“波束的栅格”策略作为示例。为了简单起见，考虑如图7所示的2D-DFT天线阵列概念。天线阵列使用8×8的方形元件栅格来支持总共M＝64个波束。为了从阵列传送一组N

对于该阵列配置，可如同式12中那样表示空间变换矩阵

式12：2D-DFT空间变换矩阵。

支持端口减少的ZF预编码修改：为了实现ZF预编码，端口减少的系统应用N

式13：端口减少为B个端口的ZF预编码解决方案。

支持端口减少的CRAM修改：为了支持端口减少，必须修改在式14中复制(为了方便起见)的CRAM X-更新，以便考虑

式14：在为了端口减少而修改之前的常规CRAM X-更新。

CRAM

式14提供基于以上描述为端口减少修改的最终CRAM X-更新。简化涉及：将

式15：为端口减少而修改的CRAM X-更新

以下要点强调由本公开的实施例提供以便用支持端口减少的CRAM扩展基于互易的ZF预编码系统的修改：

●向量

●CRAM投影矩阵

多小区干扰场景的CRAM扩展

本公开的一些实施例通过以下修改来扩展上文描述的式6和7的常规CRAM算法、提供每个天线时域PAPR的式10和11的CRAM算法、或支持端口减少的CRAM算法的扩展，以便支持RAIT传输。首先，扩展CRAM算法的空间约束，以便包括迫使所有小区间干扰为零的新的空间波束形成约束。然后，如此修改的CRAM算法在维持它的原始空间约束的同时强制执行该新的小区间干扰约束，以便影响期望的归属-小区波束形成。其次，公开用于在CRAM算法中并入表征干扰小区和归属小区之间的无线电传播介质的信道状态信息(CSI)的三种不同的方法。本公开的实施例在CRAM迭代中并入对各自的无线电链路的MIMO信道矩阵H

现在，将提供论述以便论证可如何修改CRAM X-更新过程以便并入小区间CSI，从而允许使用RAIT进行多小区操作。

具有完美的信道矩阵信息的RAIT的CRAM：在本小节中，我们将假设，传送器系统10是可以估计信道间响应H

但是从式1可知，预编码矩阵

可通过在式16中如下表示CRAM X-更新来将该式扩展为RAIT。

式16：具有完美的信道矩阵信息的RAIT的CRAM X-更新

MIMO信道矩阵的“intra”标记是指当前小区，并且MIMO信道矩阵的“inter”标记是指干扰小区。这两个矩阵的尺寸相同(即，对于L个层和M个天线为L×M)。然而，也有可能的是，期望的小区使用K

使用式16的X-更新将强制执行零-EVM和零-干扰约束。

具有完美的协方差信息的RAIT的CRAM：在实践中，基站通常无权访问小区间信道HInter矩阵。而是，基站只可估计协方差矩阵

当RAIT等式用与Tikhonov正则化等效的形式对以下问题求解时：

将该问题重新表述为更适合于迭代方法的广义Tikhonov类问题。对CRAM/RAIT问题应用类似的推导导致以下等式：

式17中给定等效的X-更新等式。

式17：具有完美的协方差信息的RAIT的CRAM X-更新

注意，利用

具有不完美的协方差信息的RAIT的CRAM：在实践中，基站不具有协方差矩阵Λ的理想测量。而是，基站估计协方差矩阵。估计的协方差矩阵表示为

当使用估计的协方差矩阵

式18给出等效X更新等式：

式18：具有不完美的协方差信息的RAIT的CRAM X-更新

多载波操作的CRAM扩展

本公开的一些实施例利用通过以下修改来扩展CRAM以支持多载波系统的CRAM算法：

●对于CRAM Y-更新采用更高的采样速率，使得限幅功能可产生对于多载波信号更可取的更加可靠的峰值抵消。通过将这种高采样速率限幅直接并入到CRAM的迭代循环中而保留CRAM的PAPR降低能力。这种采样速率的增加可通过例如常规的时域内插滤波器或通过在CRAM迭代中零-填充更大尺寸的IFFT来实现。

●在CRAM迭代中并入调谐块，使得可将各个载波从它们的X-更新的基带原点调谐到频带内的适当位置，从而构造供Y-更新使用的多载波信号。每个载波使用两组调谐块。第一组调谐器将信号从基带调谐到它们的合适的偏移以进行限幅，并且第二组调谐器将限幅的信号调谐回到基带以进行下一次CRAM迭代。注意，还执行回到原始基带采样速率的抽取。

●对CRAM Z-更新进行修改，以便将CRAM Z-更新从频域移动到时域。因此，在时域中以新构造的多载波信号的新的更高的采样速率而不是在频域中以各个载波的较低的采样速率累积解误差差。这允许多载波CRAM算法实现与对于单载波信号实现的PAPR降低相当的多载波信号的PAPR降低。

在这方面，图9示出根据本公开的一些实施例的预编码器18-1至18-C、可选的空间变换功能50-1至50-C以及(多载波)CRAM处理系统20，其中由CRAM处理系统20实现的CRAM算法支持多载波操作。这里，C是载波的数量，其中C大于或等于2。如图所示，在该示例中，预编码器18-1至18-C是ZF预编码器，为了一致起见，将它们称为ZF预编码器18-1至18-C。

ZF预编码器18-c(c＝1，...，C)对于第c个载波接收多个(N个)频域输入信号

式19：ZF预编码解决方案

式20：给定音调索引n的ZF空间约束。

如下所述，在执行各自的CRAM X-更新之后，第c个载波的N个预编码向量

备选地，如果使用端口减少，则ZF预编码器18-c(c＝1，...，C)接收第c个载波的N个频域输入信号s

CRAM处理系统20执行多载波CRAM算法，以分别为M个天线分支生成M个多载波时域传送信号。图10A和图10B示出用于实现多载波CRAM算法的图9的CRAM处理系统20的一个示例。为了清晰和便于论述，在图10A和图10B的示例中只有两个载波。然而，图10A和图10B中的架构可扩展为任意数量的两个或更多个载波。

图10A和图10B的CRAM处理系统20操作以便如下执行多载波CRAM算法。首先看第一载波(即，载波#1)，多个X-更新功能26-(1,1)至26-(N,1)操作以根据式7(常规)的X-更新过程、式11(具有每个天线时域PAPR降低的CRAM)的X-更新过程、式15(具有端口减少的CRAM)的X-更新过程、或式16至18(多小区干扰场景的CRAM)的X-更新过程分别对第一载波的N个音调(n＝1，...，N)执行频域X-更新过程。

沿正向方向，将第一载波的频域X-更新输出

内插器52-(1,1)至52-(M,1)将第一载波的M个时域信号从用于频域处理的较低采样速率内插到较高采样速率。在该示例中，第一载波和第二载波是20MHz的载波，并且IFFT(对于第一载波和第二载波)是2048点载波，其中较低的采样速率是30.72兆个样本/秒(Msps)，并且较高的采样速率是491.52Msps。注意，这些采样速率只是示例。也可使用其它采样速率。此外，内插器52-(1,1)至52-(M,1)在该示例中是上采样器，但是可使用任何时域内插技术。上采样器可作为多个级联滤波器实现。由于载波集中在0赫兹(Hz)附近，所以当我们通过内插链前进时，可放宽滤波器要求。此外，可备选地在频域中通过使用更大的IFFT30-(1,1)至30-(M,1)并对额外的子载波进行零填充来执行上采样。

在该示例中，通过对应的数字控制的振荡器(NCO)54-(1,1)至54-(M,1)将第一载波的M个内插时域信号调谐到第一载波的合适的频率偏移。本领域技术人员将明白，NCO54-(1,1)至54-(M,1)可使用LUT或坐标旋转数字计算机(CORDIC)技术实现。注意，对载波的位置没有限制(即，可使用任何想要的载波频率)。将第一载波的M个调谐后的时域信号分别输入到M个组合器56-1至56-M。

转到第二载波(即，载波#2)，多个X-更新功能26-(1,2)至26-(N,2)操作以根据式7(常规)的X-更新过程、式11(具有每个天线时域PAPR降低的CRAM)的X-更新过程、式15(具有端口减少的CRAM)的X-更新过程、或式16至18(多小区干扰场景的CRAM)的X-更新过程分别为第二载波的N个音调(n＝1，...，N)执行频域X-更新过程。

沿正向方向，将第二载波的频域X-更新输出

内插器52-(1,2)至52-(M,2)将第二载波的M个时域信号从用于频域处理的较低采样速率内插到较高采样速率。同样地，在该示例中，第一载波和第二载波是20MHz的载波，并且IFFT(对于第一载波和第二载波)是2048点载波，其中较低的采样速率是30.72Msps，并且较高的采样速率是491.52Msps。注意，这些采样速率只是示例。也可使用其它采样速率。此外，内插器52-(1,2)至52-(M,2)在该示例中是上采样器，但是可使用任何时域内插技术。上采样器可作为多个级联滤波器实现。由于载波集中在0Hz附近，所以当我们通过内插链前进时，可放宽滤波器要求。此外，可备选地在频域中通过使用更大的IFFT 30-(1,2)至30-(M,2)并对额外的子载波进行零填充来执行上采样。

在该示例中，通过对应的NCO 54-(1,2)至54-(M,2)将第二载波的M个内插时域信号调谐到第二载波的合适的频率偏移。本领域技术人员将明白，NCO 54-(1,2)至54-(M,2)可使用LUT或CORDIC技术实现。注意，对载波的位置没有限制(即，可使用任何想要的载波频率)。将第二载波的M个调谐后的时域信号分别输入到M个组合器56-1至56-M。

每个组合器56-m(m＝1，...，M)组合第m个天线分支的第一载波的调谐后的时域信号和第m个天线分支的第二载波的调谐后的时域信号，以为第m个天线分支提供多载波时域信号。在该示例中，以491.52Msps的采样速率执行载波组合。注意，对于每个第m个天线分支，这里将对应的多载波时域信号称为X

将由组合器56-1至56-M输出的M个多载波时域信号X

式21：时域Z-更新

其中：

●

●

●

●

●

时域Y-更新功能60-m根据式22生成

式22：Y-更新

其中：

●Th

●Th

注意，在式22的示例中，Th

沿反向方向，通过第一载波的各自的NCO 62-(1,1)至62-(M,1)和第二载波的NCO62-(1,2)至62-(M,2)将M个时域Z-更新功能58-1至58-m的M个时域Z-更新输出调谐回到基带，然后通过第一载波的各自的抽取器64-(1,1)至64-(M,1)和第二载波的抽取器64-(1,2)至64-(M,2)抽取回到较低的采样速率，从而为第一载波提供M个时域Z-更新输出并为第二载波提供M个时域Z更新输出。通过各自的FFT 66-(1,1)至66-(M,1)将第一载波的M个时域Z-更新输出转换到频域，从而提供M个频域Z-更新输出。重新排序功能68-1对第一载波的M个频域Z-更新输出执行反向重新排序，以提供输入到第一载波的X-更新功能26-(1,1)至26-(N,1)的N个频域Z-更新输出。同样地，通过各自的FFT 66-(1,2)至66-(M,2)将第二载波的M个时域Z-更新输出转换到频域，从而提供M个频域Z-更新输出。重新排序功能68-2对第二载波的M个频域Z-更新输出执行反向重新排序，以提供输入到第二载波的X-更新功能26-(1,2)至26-(N,2)的N个频域Z-更新输出。

图11示出式21的时域Z-更新过程的一个实现。换句话说，图11示出第m个时域Z-更新功能58-m的一个示例实现。如图所示，时域Z-更新功能58-m包括如图所示连接的乘法节点70、多个求和节点72-76和正反器(F/F)78。乘法节点70将

注意，对于图10A和图10B的多载波实施例，应当确保从X-更新回到X-更新的往返延迟对应于图10A和图10B的示例中的20MHz LTE信号的30.72Msps的基带采样速率的整数个样本。因此，在设计如图10A和图10B所示的内插和抽取滤波器链时应当特别关注总体群组延迟。

表2示出对于四载波场景由本公开的实施例实现的峰值降低和PAPR降低。

表2：对于20个信道实例、每个信道实例20个符号并且5次CRAM迭代的多载波CRAM的性能

这些结果表明，由本公开的实施例提供的对CRAM的多载波扩展可成功地用于以灵活的方式处置多载波系统，而在PAPR降低能力方面没有折损。

多频带操作的CRAM扩展

本公开的一些实施例通过以下修改来利用扩展CRAM以支持多频带系统的CRAM算法，其中每个频带包括一个或多个载波：

●在多频带系统中，对于每个载波采用一组独立的基带频域CRAM X-更新块。这些更新以例如常规的采样速率进行操作。

●以与多载波操作的CRAM扩展相同的方式并入调谐块和内插块。在多频带系统中，为每个载波提供单独的调谐和内插分支以及它们的相关联的调谐和抽取分支。

●对于在它的多频带实施例中支持的每个频带，包含单独的时域Z-更新块(独立于多载波CRAM扩展)。

●对多载波CRAM扩展的Y-更新进行修改以便使用多频带峰值检测，从而使得能够基于它的每个频带组成分量对信号进行多频带限幅。该多频带Y-更新产生每个每个频带信号的限幅版本，由此驱动对于每个频带中的每个载波并行执行的CRAM迭代。

在这方面，图12示出根据本公开的一些实施例的预编码器18-(1,1)至18-(C,B)、可选的空间变换功能50-(1,1)至50-(C,B)和(多频带)CRAM处理系统20，其中由CRAM处理系统20实现的CRAM算法支持多频带操作。这里，B是频带的数量，并且C是特定频带的载波的数量。注意，B大于或等于2。并且，C的值可在频带中改变。例如，一个频带可包含一个载波，在这种情况下，对于该频带，C＝1。相反，另一个频带可包含两个载波，在这种情况下，对于该频带，C＝2。如图所示，在该示例中，预编码器18-(1,1)至18-(C,B)是ZF预编码器，为了一致起见，将它们称为ZF预编码器18-(1,1)至18-(C,B)。

ZF预编码器18-(c,b)(c＝1，...，C，并且b＝1，...，B)对于第b个频带中的第c个载波接收多个(N个)频域输入信号

式23：ZF预编码解决方案

式24：给定音调索引n的ZF空间约束。

在执行各自的CRAM X-更新之后，第b个频带中的第c个载波的N个预编码向量

备选地，如果使用端口减少，则ZF预编码器18-(c,b)(c＝1，...，C，并且b＝1，...，B)接收第b个频带中的第c个载波的N个频域输入信号s

CRAM处理系统20执行多频带CRAM算法，以分别为M个天线分支生成M个多频带时域传送信号。图13A至13D示出用于实现多频带CRAM算法的图12的多频带CRAM处理系统20的一个示例。为了清晰和便于讨论，在图13A至图13D的示例中，在两个频带中的每个频带中各有两个载波。然而，图13A至图13D中的架构可扩展为任意数量的两个或更多个频带以及每个频带内的任意数量的载波。

图13A至图13D的CRAM处理系统20操作以便如下执行多载波CRAM算法。首先看第一频带(Band#1)中的第一载波(即，载波#1)，多个X-更新功能26-(1,1)至26-(N,1)操作以根据式7(常规)的X-更新过程、式11(具有每个天线时域PAPR降低的CRAM)的X-更新过程、式15(具有端口减少的CRAM)的X-更新过程、或式16至18(多小区干扰场景的CRAM)的X-更新过程分别为第一频带中的第一载波的N个音调(n＝1，...，N)执行频域X-更新过程。

沿正向方向，将第一频带中的第一载波的频域X-更新输出

内插器52-(1,1,1)至52-(M,1,1)将第一频带中的第一载波的M个时域信号从用于频域处理的较低采样速率内插到较高采样速率。在该示例中，第一频带和第二频带中的第一载波和第二载波都是20MHz的载波，并且IFFT(对于第一频带和第二频带中的第一载波和第二载波)是2048点载波，其中较低的采样速率是30.72Msps，并且较高的采样速率是491.52Msps。注意，这些采样速率只是示例。可使用其它采样速率。此外，内插器52-(1,1,1)至52-(M,1,1)在该示例中是上采样器，但是可使用任何时域内插技术。上采样器可作为多个级联滤波器实现。由于载波集中在0Hz附近，所以当我们通过内插链前进时，可放宽滤波器要求。此外，可备选地在频域中通过使用更大的IFFT 30-(1,1,1)至30-(M,1,1)并对额外的子载波进行零填充来执行上采样。

在该示例中，通过对应的NCO 54-(1,1,1)至54-(M,1,1)将第一频带中的第一载波的M个内插时域信号调谐到第一频带中的第一载波的合适的频率偏移。本领域技术人员将明白，NCO 54-(1,1,1)至54-(M,1,1)可使用LUT或CORDIC技术实现。注意，对载波的位置没有限制(即，可使用任何想要的载波频率)。将第一频带中的第一载波的M个调谐后的时域信号分别输入到M个组合器56-(1,1)至56-(M,1)。参见图13C和图13D，它们分别示出组合器56-(1,1)和56-(M,1)。注意，图13C和图13D只示出天线分支1和M的架构。然而，对于所有M个天线分支，都包含图13C和图13D的细节。

转到第一频带中的第二载波(即，载波#2)，多个X-更新功能26-(1,2,1)至26-(N,2,1)操作以根据式7(常规)的X-更新过程、式11(具有每个天线时域PAPR降低的CRAM)的X-更新过程、式15(具有端口减少的CRAM)的X-更新过程、或式16至18(多小区干扰场景的CRAM)的X-更新过程分别为第一频带中的第二载波的N个音调(n＝1，...，N)执行频域X-更新过程。

沿正向方向，将第一频带中的第二载波的频域X-更新输出

内插器52-(1,2,1)至52-(M,2,1)将第一频带中的第二载波的M个时域信号从用于频域处理的较低采样速率内插到较高采样速率。同样地，在该示例中，第一载波和第二载波是20MHz的载波，并且IFFT(对于第一载波和第二载波)是2048点载波，其中较低的采样速率是30.72Msps，并且较高的采样速率是491.52Msps。注意，这些采样速率只是示例。可使用其它采样速率。此外，内插器52-(1,2,1)至52-(M,2,1)在该示例中是上采样器，但是可使用任何时域内插技术。上采样器可作为多个级联滤波器实现。由于载波集中在0Hz附近，所以当我们通过内插链前进时，可放宽滤波器要求。此外，可备选地在频域中通过使用更大的IFFT30-(1,2,1)至30-(M,2,1)并对额外的子载波进行零填充来执行上采样。

在该示例中，通过对应的NCO 54-(1,2,1)至54-(M,2,1)将第一频带中的第二载波的M个内插时域信号调谐到第二载波的合适的频率偏移。本领域技术人员将明白，NCO 54-(1,2,1)至54-(M,2,1)可使用LUT或CORDIC技术实现。注意，对载波的位置没有限制(即，可使用任何想要的载波频率)。将第二载波的M个调谐后的时域信号分别输入到第一频带的M个天线分支的M个组合器56-(1,1)至56-(M,1)。

如图13B所示，以与上文针对第一载波描述的方式相同的方式执行对第二频带中的第一和第二载波的处理，不同之处在于，分别将第二频带中的第一载波的M个经过调谐的时域信号输入到第二频带的M个天线分支的M个组合器56-(1,2)至56-(M,2)。同样地，分别将第二频带中的第二载波的M个经过调谐的时域信号输入到第二频带的M个天线分支的M个组合器56-(1,2)至56-(M,2)。

第一频带的每个组合器56-(m,1)(m＝1，...，M)组合第m个天线分支的第一频带中的第一和第二载波的经过调谐的时域信号，从而为第m个天线分支的第一频带提供多载波传送信号。同样地，第二频带的每个组合器56-(m,2)(m＝1，...，M)组合第m个天线分支的第二频带中的第一和第二载波的经过调谐的时域信号，从而为第m个天线分支的第二频带提供多载波传送信号。该示例中，以491.52Msps的采样速率执行载波组合。注意，对于每个第m个天线分支，这里将第一频带的对应的多载波时域信号称为X

分别将由组合器56-(1,1)至56-(M,1)输出的第一频带的M个多载波时域信号X

式25：时域Z-更新

其中：

●

●

●

●

●

时域Y-更新功能60-m根据式26生成

式26：Y-更新

其中：

●Th

●Th

注意，在式26的示例中，Th

对于多频带限幅，通过将如式26所示的每个频带的多载波信号errY

对于每个第m个天线分支，通过各自的NCO 80-(m,1)和80-(m,2)将第一和第二频带的多载波时域信号相对于彼此频率转移至合适的频率偏移，使得在通过组合器82-m组合并向上转换到RF之后，所得的每个多载波时域传送信号处于合适的频带中。这导致每个第m个天线分支的多频带时域传送信号。

沿反向方向，对于每个第b个频带(b＝1，...，B，)，通过第一载波的各自的NCO 62-(1,1,b)至62-(M,1,b)和第二载波的NCO 62-(1,2,b)至62-(M,2,b)将M个时域Z-更新功能58-(1,b)至58-(m,b)的M个时域Z-更新输出调谐回到基带，然后通过第一载波的各自的抽取器64-(1,1,b)至64-(M,1,b)和第二载波的抽取器64-(1,2,b)至64-(M,2,b)抽取回到较低的采样速率，从而对于第b个频带为第一载波提供M个时域Z-更新输出并为第二载波提供M个时域Z-更新输出。通过各自的FFT 66-(1,1,b)至66-(M,1,b)将第一载波的M个时域Z-更新输出转换到频域，从而为第b个频带中的第一载波提供M个频域Z-更新输出。重新排序功能68-(1,b)对第b个频带中的第一载波的M个频域Z-更新输出执行反向重新排序，以提供N个频域Z-更新输出，将这N个频域Z-更新输出输入到第b个频带中的第一载波的X-更新功能26-(1,1,b)至26-(N,1,b)。同样地，通过各自的FFT 66-(1,2,b)至66-(M,2,b)将第b个频带中的第二载波的M个时域Z-更新输出转换到频域，从而为第b个频带提供M个频域Z-更新输出。重新排序功能68-(2,b)对第b个频带中的第二载波的M个频域Z-更新输出执行反向重新排序，以提供N个频域Z-更新输出，将这N个频域Z-更新输出输入到第b个频带中的第二载波的X-更新功能26-(1,2,b)至26-(N,2,b)。

图14示出第m个时域Y-更新功能60-m的一个示例硬件实现。

表3：20个信道实例、每个信道实例20个OFDM符号并且5次CRAM迭代的多频带CRAM的性能

表3中的这些结果表明，对CRAM的多频带扩展可成功地用于以灵活的方式处置多频带系统，而在PAPR降低能力方面没有折损。

不完整的信道了解的CRAM扩展

在一些实施例中，为了根据CRAM X-更新的需要为每个音调获得信道估计

●方案1-首先对信道估计进行内插，然后为每个内插的信道矩阵计算伪逆。

●方案2-首先计算信道估计的伪逆，然后对信道估计和它的伪逆进行复制(没有内插，而是对所有附近的音调使用相同的测量)。

●方案3-首先计算信道估计的伪逆，然后对信道估计和它的伪逆进行内插。

●方案4-首先计算信道估计的伪逆，然后对信道估计进行内插，但是复制它的伪逆。

另外地或备选地，可从已知的MIMO信道信息内插和/或复制和/或外推用于CRAM过程的投影矩阵。

仿真论证了图15的四种反转和内插方案的有效性。以下仿真结果使用以下配置：

●仿真使用3GPP EVA信道模型、2层、64个天线、0.5空间相关性、交叉极化。

●为每个音调生成理想的信道H。

●用X个音调的指定的PRB粒度对信道进行采样。

●对采样的信道响应

●按照每个场景的指定估计

图16示出对于12个音调(即，一个PRB)的粒度3GPP EVA信道模型以及它的内插近似(左)和复制近似(右)。

使用该信道模型对在图15中提供的四种反转和内插方案进行仿真，并且表4中示出PAPR和EVM性能。

首先，表明，当为每个音调计算伪逆时，ZF解决方案(具有10.3dB PAPR的未限幅信号)具有1.7％的EVM，当只在测量的音调计算伪逆并接着进行内插时，EVM为1.87％，并且当不应用内插时，EVM为7.5％。注意，尽管场景4示出CRAM的复制的伪逆，但是ZF使用内插的信道以使得能够与CRAM进行公平比较。

表4：配合基于PRB的粒度使用由本公开的实施例提供的四种反转且内插方案的ZF和CRAM的PAPR和EVM性能

尽管在应用复制或内插时CRAM在EVM性能方面具有类似的降级，但是对信道或伪逆进行内插就足以恢复可接受的性能。注意，CRAM的EVM相对于未限幅的ZF差高达0.5％。

这些结果表明，在图15中提供的四种反转和内插方案可成功地用于应对不完全的信道了解，这是实际无线系统中常见的局限性。

在以上描述中，特别是在描述多载波和多频带CRAM处理方案的以上描述中，没有描述CP的处理。在技术上，CP是位于OFDM符号末端对OFDM符号前端的基带样本的副本，如图17所示。这在OFDM系统中是必需的，以对抗符号间干扰，并通过使无线信道响应看起来像循环卷积而简化信道估计以及接收器中的均衡器结构。

如图17所示，在现有技术中，从低-PAPR预编码方案中排除CP。而是，在最终的载波组合中，在低-PAPR预编码器之后引入CP。由于CP是已经通过低-PAPR预编码算法处理过的基带样本的重复，所以CP引入应该不会影响信号的最终PAPR。然而，情况并非总是如此，这将在下文中看到。

表5示出在具有和不具有CP的情况下使用上述单载波、多载波和多频带CRAM处理方案时的CRAM性能。在该表中，PAZF首字母缩写表示峰值对平均功率比与迫零解决方案。这是将CRAM信号峰值与ZF平均功率进行比较的度量，从而捕获针对基线ZF解决方案的CRAM平均功率惩罚。

在表中可见，CP的添加对单载波子系统无关紧要，其中无论CP是否存在，结果都是相同的。然而，在以下四种载波配置中，循环前缀的添加会大大影响CRAM性能。测试案例#2到#5具有一个共同的要素；它们都对应于多载波场景。表5的结果暗示，CP的引入会在多载波配置中产生问题。由于大多数现实世界的系统同时服务于多于一个载波，所以这是需要解决方案的主要问题。

表5：对于各种载波配置具有和不具有CP的性能

现在将描述提供用于处置CP以使得在多载波和多频带场景中保留峰值降低性能的多载波或多频带CRAM处理方案的实施例。当在多载波和多频带配置中引入CP时，这些实施例维持CRAM处理方案的低-PAPR。这是使得实际上总是具有多于一个载波的实际系统成为可能的关键创新。反之，信号的小的动态范围使得能够进行若干种无线电优化：

●消除传统的波峰因子降低(CFR)。

●消除或降低数字预失真(DPD)算法的复杂度。

○并且，潜在较少的带宽用来在DPD子系统和功率放大器(PA)之间携带。

●有效利用更小且更节能的PA。

●使用更小的冷却子系统。

●潜在地利用更低分辨率的数据转换器。

重要的是，请注意，尽管针对CRAM描述以下实施例，但是它们不限于CRAM，并且可用于任何类型的迭代型低PAPR预编码方案。可使用的其它预编码方案的一些示例是“快速迭代截断算法(FITRA)”[1]和PROXINF-ADMM[3]。

仔细观察多载波和多频带场景(即，表5中的测试案例#2至#5)的时域波形可以发现，只出现在CP区域中的一些峰值再增长会造成严重的性能降级，如图18所示。

这个问题的根源在于最终的载波组合。对于一些载波频率，由NCO生成的复杂正弦波在CP的两个部分之间具有不同的相位。这如图19所示，其中左边的阴影区域对应于CP(前-CP)，而右边的阴影区域对应于位于OFDM符号末端的原始样本(后-CP)。如图19所示，正弦波在这两个阴影区域上不一定处于相同的状态。在多载波和多频带场景中，这一现象会在这两个阴影段中的每一段中的多个载波之间产生不同的相长和相消求和，从而使得它们中的每个都需要不同的低-PAPR预编码解决方案。

CRAM处理方案的约束之一是，X-更新只可处理数量与FFT大小等效的时域样本。这在图19中称为“FFT跨距(span)”。

在上述多载波和多频带CRAM处理方案中，前-CP没有暴露于CRAM X-更新，并且FFT跨距等同于如图19所示的FFT跨距。因此，生成的解决方案在波形的前-CP部分中不具有得到保证的低PAPR。有趣的是，将FFT窗口向左移动以便覆盖前-CP而不是后-CP也不能解决这个问题。当这样做时，峰值再增长问题移动到波形的后-CP部分，如图20所示。

在一些罕见的情况下，如果对于每个载波，正弦波相位在前-CP和后-CP区域中对于所有载波都完全相同，则上述多载波和多频带CRAM处理方案很好地工作。然而，大多数时间，正弦波在这两个CP段之间具有不同的状态，并且必须重新设计算法以便处置这种情况。

为了解决这一问题，可以对上述多载波和多频带CRAM处理方案进行修改。特别地，将前-CP和后-CP进行组合，使得它们可适应FFT跨距，并且因此可通过CRAM X-更新来同时处理。使用图13A和图13B的多频带CRAM处理架构，图21A和图21B示出与图21A和图21B中具有粗体边缘的块对应的提议的架构修改。特别地，对于正向传播路径，为每个频带内的每个载波的每个天线分支添加添加CP功能88、信道滤波器90和复制功能92。注意，并非在所有实现中都需要信道滤波器90和/或复制功能92。对于反向传播路径，为每个频带中的每个载波的每个天线分支添加零填充功能94和CP移除功能96。注意，并非在所有实现中都需要零填充功能94。现在将结合图22描述这些新块中的每个块的操作。

图22中示出在处理一个OFDM符号时所涉及的步骤。从1到7编号的圆圈标记将图22的步骤映射到图21A和图21B的CRAM架构图。这里参考图21A和图21B以及图22的圆圈标记来描述提议的解决方案。对于以下论述，使用频带#1中的载波#1作为示例。；但是，应明白，该论述同样适用于所有其它载波。

第一步是在CRAM迭代内在IFFT输出处添加CP。使用图21A的频带#1中的载波#1作为示例，X-更新功能26-(1,1,1)至26-(N,1,1)操作以根据式7(常规)的X-更新过程、式11(具有每个天线时域PAPR降低的CRAM)的X-更新过程、式15(具有端口减少的CRAM)的X-更新过程、或式16至18(多小区干扰场景的CRAM)的X-更新过程分别为第一频带中的第一载波的N个音调(n＝1，...，N)执行频域X-更新过程。沿正向方向，将第一频带中的第一载波的频域X-更新输出

然后，信道滤波器90-(1,1,1)至90-(M,1,1)对第一频带中的第一载波的M个天线分支的M个时域信号执行信道滤波。出于降低成本的目的，可以用与滤波器群组延迟对应的延迟块来取代滤波器系数。注意，只有在CRAM迭代中才允许这；最终的载波组合必须使用实际的滤波器系数才能满足频谱发射要求。使用延迟块的目的是，确保将所有样本乘以与在最终的载波组合中所使用的正弦波相位相同的正弦波相位。由于信道滤波器响应在供X-更新使用的带内音调上是平坦的，所以延迟块的全通频率响应对CRAM性能的影响可忽略不计。

内插器52-(1,1,1)至52-(M,1,1)将第一频带中的第一载波的M个天线分支的M个经过滤波的时域信号从用于频域处理的较低采样速率内插到较高采样速率。在该示例中，第一频带和第二频带中的第一载波和第二载波都是20MHz载波，并且IFFT(对于第一频带和第二频带中的第一载波和第二载波)是2048点载波，其中较低的采样速率是30.72Msps，并且较高的采样速率是491.52Msps。注意，这些采样速率只是示例。可使用其它采样速率。此外，内插器52-(1,1,1)至52-(M,1,1)在该示例中是上采样器，但是可使用任何时域内插技术。上采样器可作为多个级联滤波器实现。由于载波集中在0Hz附近，所以当我们通过内插链前进时，可放宽滤波器要求。此外，可备选地在频域中通过使用更大的IFFT 30-(1,1,1)至30-(M,1,1)并对额外的子载波进行零填充来执行上采样。

由于信道滤波器90和内插器52的群组延迟，所以后-CP的最后几个样本都不可用，直到下一个OFDM符号“推送”经过滤波器链。复制功能92(即，“复制缺失样本”)的作用是通过从前-CP区域复制那些缺失样本而在后-CP区域中重复它们。通过CRAM Z-更新和Y-更新正常处理具有重构的后-CP的完整OFDM符号。

同样地，在图21A中的第一频带的第一载波的示例中，分别通过复制功能92-(1,1,1)至92-(M,1,1)来处理M个天线分支的第一频带中的第一载波的M个内插的时域信号。对于每个第m个天线分支，通过各自的复制功能92-(m,1,1)来处理第m个天线分支的第一频带中的第一载波的内插的时域信号，以便通过从前-CP区域复制缺失样本而在后-CP中重复它们。换句话说，对于后-CP中的每个缺失样本，将前-CP区域中的相应样本复制到后-CP区域，从而替代缺失样本。

然后，在该示例中通过对应的NCO 54-(1,1,1)至54-(M,1,1)将具有重构的后-CP的完整的OFDM符号调谐至第一频带中的第一载波的合适的频率偏移。本领域技术人员将明白，NCO 54-(1,1,1)至54-(M,1,1)可使用LUT或CORDIC技术实现。注意，对于载波的位置没有限制(即，可使用任何想要的载波频率)。

对于每个第m个天线分支，将第m个天线分支的第一频带中的第一载波的经过调谐的时域信号提供给各自的组合器56-(m,1)(见例如图13C，它分别示出第一频带和第二频带的第一天线分支的组合器56-(1,1)和56-(1,2))。对于每个第m个天线分支，通过各自的组合器56-(m,1)组合第b个频带中的所有载波的经过调谐的时域信号，以为第b个频带的第m个天线分支提供多载波时域信号。通过各自的Z-更新功能58-(m,b)处理这些多载波时域信号，由此输出各自的时域Z-更新输出，如上所述。另外，通过各自的组合器82-m组合所有频带的多载波时域信号，以为第m个天线分支提供多频带时域信号。

同样地，以第一频带中的第一载波为例，沿反向方向，通过第一频带中的第一载波的各自的NCO 62-(1,1,1)至62-(M,1,1)将M个时域Z-更新功能58-(1,1)至58-(M,1)的M个时域Z-更新输出调谐回到基带。然后，分别通过零填充功能94-(1,1,1)至94-(M,1,1)对第一频带中的第一载波的经过调谐的时域Z-更新输出进行零填充。值得注意的是，每个抽取器64-(1,1,1)至64-(M,1,1)(即，每个抽取滤波器链(↓16))也具有群组延迟，由此防止在处理下一个OFDM符号之前，后-CP的最后几个样本出现在抽取器64-(1,1,1)至64-(M,1,1)输出处。为了解决这个问题，零填充功能94-(1,1,1)至94-(M,1,1)操作以便在抽取器64-(1,1,1)至64-(M,1,1)之前在OFDM符号刚好结束时填充零。

在零填充之后，抽取器64-(1,1,1)至64-(M,1,1)将时域Z-更新输出抽取回到较低的采样速率，从而为第一频带中的第一载波提供M个时域Z-更新输出。

对于第一频带中的第一载波的每个天线分支，由各自的零填充功能94输出的零填充的向量在抽取滤波器链输出处得到前-CP和后-CP区域的全长CP。

在抽取之后，分别通过CP移除功能96-(1,1,1)至96-(M,1,1)来处理第一频带中的第一载波的M个时域Z-更新输出，以便执行CP移除。对于第一频带中的第一载波的每个第m个天线分支，在CP移除过程中，在前-CP和后-CP之间在逐个样本的基础上选择最坏情况的限幅信号(即，最小幅度)。更特定来说，如图22所示，为了对于第一频带中的第一载波的第m个天线分支重构符号的后-CP区域，CP移除功能96-(m,1,1)对符号的前-CP区域和符号的后-CP区域执行逐个样本比较。对于每个符号，如果前-CP区域中的样本的幅度小于后-CP区域中的样本的幅度，则利用前-CP区域中的相应符号来取代后-CP区域中的符号。从符号中移除前-CP区域。以此方式，将前-CP区域和后-CP区域组合，以便从这两个CP区域形成单个后-CP区域。将由第一频带中的第一载波的每个CP移除功能96-(1,1,1)至96-(M,1,1)输出的重构向量作为“后-CP”呈现给X-更新，即使它可能包含来自两个CP区域的样本。这确保由CRAM X-更新产生的预编码解决方案始终满足这两个CP段之间的最坏情况的峰值。本文中将这种算法称为“最小最大CP组合”。

更特定来说，在移除CP之后，通过各自的FFT 66-(1,1,1)至66-(M,1,1)将第一频带中的第一载波的M个时域Z-更新输出转换到频域，从而为第一频带中的第一载波提供M个频域Z-更新输出。重新排序功能68-(1,1)对第一频带中的第一载波的M个频域Z-更新输出执行反向重新排序，以提供N个频域Z-更新输出，将这N个频域Z-更新输出输入到第一频带中的第一载波的X-更新功能26-(1,1,1)至26-(M,1,1)。

注意，尽管在上述示例实施例中将前-CP部分和后-CP部分组合以便提供新的后-CP部分，但是本公开不限于此。例如，在备选实施例中，将前-CP部分和后-CP部分组合以便提供新的前-CP部分。然后，可应用频域相位偏移以得到相同的结果。

如上所述，通过第一频带中的第一载波的X-更新功能26-(1,1,1)至26-(M,1,1)处理由重新排序功能68-(1,1)输出的N个频域Z-更新输出。以此方式，对通过最小最大CP组合提供的向量执行CRAM X-更新。

注意，尽管上文针对第一频带中的第一载波描述了细节，但是相同的细节也可适用于所有频带中的所有载波。以此方式，提供一种具有最小最大CP组合的多载波或多频带CRAM处理方案。

利用来自表5的五种载波配置验证了提议的具有最小最大CP组合的多载波或多频带CRAM处理方案。下表6中汇总了仿真结果。为了便于比较，表6中还回顾了不具有新的最小最大CP组合的多载波或多频带CRAM处理方案的性能。

对于所有测试案例，由提议的最小最大算法产生的PAPR和PAZF在没有CP的情况下在基线参考的0.3dB内。在这四种多载波场景(即，测试案例#2至#5)中，提议的最小最大解决方案相较于没有新的最小最大CP组合的多载波或多频带CRAM处理方案提供了明显的优势。

表6：提议的具有最小最大CP组合的CRAM处理方案对不具有CP最小最大组合的CRAM处理方案的性能

任何合适的步骤、方法、特征、功能或好处可通过一个或多个虚拟设备的一个或多个功能单元或模块执行。每个虚拟设备可包括多个这些功能单元。这些功能单元可经由处理电路以及其它数字硬件实现，处理电路可包括一个或多个微处理器或微控制器，并且其它数字硬件可包括DSP、专用数字逻辑等。处理电路可配置成执行存储在存储器中的程序代码，存储器可包括一种或若干种类型的存储器，如只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、高速缓冲存储器、闪速存储器装置、光学存储装置等。存储在存储器中的程序代码包括用于执行一种或一种电信和/或数据通信协议的程序指令以及用于执行本文中描述的一种或多种技术的指令。在一些实现中，处理电路可用于使各自的功能单元执行根据本公开的一个或多个实施例的对应功能。

图23是示出根据本公开的一些实施例的传送器系统10的操作的流程图，其中CRAM算法是具有上文描述的最小最大CP组合的多频带CRAM算法。这里所使用的CRAM算法可使用式7的常规频域X-更新、式11的频域X-更新、或式16、17或18的频域X-更新。该过程由使用例如图12、21A、21B、13C、13D和14的基带处理系统12的架构的图3的传送器系统10执行。

如图所示，对于每个第b个频带(b＝1，...，B)中的每个第c个载波(c＝1，...，C)，传送器系统10、特别是基带处理系统12对频域输入信号s

传送器系统10、特别是基带处理系统12根据具有最小最大CP组合的多频带CRAM处理方案处理所有B个频带中的所有C个载波的频域预编码信号

图24示出可在其中实现本公开的实施例的设备84的示意性框图。设备84可在传送器(例如，传送器系统10)中实现。设备84可操作以便执行本文中公开的任何过程或方法。还将了解，该方法不一定仅由设备84执行。该方法的至少一些操作可由一个或多个其它实体执行。

虚拟设备84可包括：处理电路，它可包括一个或多个微处理器或微控制器；以及其它数字硬件，它可包括DSP、专用数字逻辑等。处理电路可配置成执行存储在存储器中的程序代码，存储器可包括一种或若干种类型的存储器，如ROM、RAM、高速缓冲存储器、闪速存储器装置、光学存储装置等。在若干个实施例中，存储在存储器中的程序代码包括用于执行一种或多种电信和/或数据通信协议的程序指令以及用于执行本文中描述的一种或多种技术的指令。在一些实现中，处理电路可用于使预编码单元86-1、可选的空间变换单元86-2、CRAM处理单元86-3和可选的传送单元86-4以及设备84的任何其它合适的单元执行根据本公开的一个或多个实施例的对应功能。

如图24所示，设备84包括操作以便执行如本文中所描述的预编码的预编码单元86-1、操作以便执行如本文中所描述的空间转换的可选的空间变换单元86-2、操作以便执行如本文中所描述的CRAM处理的CRAM处理单元86-3、以及操作以便执行如本文中所描述的传输的可选的传送单元86-4。

术语单元可具有在电子、电气装置和/或电子装置领域中的常规含义，并且可包括例如用于执行诸如本文中所描述的相应任务、过程、计算、输出和/或显示功能等的电气和/或电子电路、装置、模块、处理器、存储器、逻辑固态和/或离散装置、计算机程序或指令。

本领域技术人员将认识到对本公开的实施的改进和修改。所有这此类改进和修改都视为在本文中公开的概念和随附权利要求的范围内。

[1]C.Studer et al.,“PAR-Aware Large-Scale Multi-User MIMO-OFDMDownlink,”IEEE Journal on Selected Areas in Communications,Vol.31,No.2,Feb.2013.

[2]H.Bao et al.,“An Efficient Bayesian PAPR Reduction Method forOFDM-Based Massive MIMO Systems,”IEEE Transactions on WirelessCommunications,Vol.15,No.6,Jun.2016.

[3]H.Bao et al.,“Perturbation-Assisted PAPR Reduction for Large-ScaleMIMO-OFDM Systems via ADMM,”submitted for publication,Jul.2016.

[4]C.Studer et al.,“Democratic Representations,”CORR abs/1401.3420,April 22,2015,43 pages.

[5]N.Parikh and S.Boyd,“Proximal Algorithms,”Foundations and Trendsin Optimization,Vol.1,No.3,2013.